一种直流‑直流电压变换器的制作方法

本实用新型涉及电气相关技术领域，特别是一种直流-直流电压变换器。

背景技术：

当前大量电子、电气设备及产品采用电池作为电源，但是电池的输出电压不恒定且电压较低。故在实际应用中大量升压稳压技术应运而生。但是现有的升压电路输出反馈只能跟踪一路输出，存在输出多负载时，负载间噪声串扰严重，输出纹波大抑制难；无法实现对各输出负载的独立噪声控制；多种不同负载电压文波要求时，需要多个完全孤立的直流升压单元，造成电路设计的重复和元件成本的浪费。

如图1所示，展示了一种boost拓扑结构的直流升压DC-DC电压变换器。它的功能是将较低的直流电压源变换为输出电压较高的直流电源；同时，保障额定范围内输出负载电流变化时输出电压为预设的恒定值。L'为储能电感，Vin'为直流电压源。在其正常工作时，当开关管Q'开启(对地导通时)，电感电流通过开关管Q'和地回路流回Vin'电源的负极。此时，L'线圈内部积累了一定的能量。当Q'关断时，L'内的能量通过整流二极管D1'释放到负载12。此时完成一个周期的开关。当开关管Q'以某一个固定开关频率和占空比(导通时间/开关周期)连续工作时，输入端的电源功率被有效的传递给输出端，同时输出端的滤波电容Cout'通过充放电稳压，当负载电流稳定时，将开关通断产生的脉冲电流转变为平稳电压的Vout'输出电流。而在这个电感L'放电的过程中，在电感两端产生了与Vin'同向的正向压差，故在整流管D'的输出端电压高于Vin'的输入电压。而当对Q'开关频率和占空比的设定，就可以使上述升压变换器的输入和输出电压达到一个稳定的比例，实现直流升压变换的目的。

为了实现恒压输出，现有技术在上述DC-DC电路中加入一个负反馈控制电路11，使Q'的开关占空比实时变化，用以补偿当负载电流增加导致的输出端电压Vout'发生跌落，从而产生恒压输出效果。

然而，发明人在实现实用新型的过程中发现，在实际电路设计应用中，大量需要隔离式多输出端直流-直流升压变换器，如图2所示，负载21和负载22挂载在两个相互独立的电压输出端上。一个公共的储能电感L'的输出端分别连接整流二极管的D1'和D2'的正极。且D1'和D2'的负极各自连接滤波电容C1'和C2'及负载21和22。这种双输出端对负载间的干扰抑制有显著的效果。但同时，由于上述双输出电压变换电路只有一个电压反馈，故只能对一个输出电压进行动态补偿，即Vout1'有稳定的电压输出；而由于D1'整流二极管的伏安特性，当负载21电流发生波动时，D1'的管压降也同时波动，导致无电压调节能力的出端Vout2'产生电压波动，失去了恒压性能。

技术实现要素：

基于此，有必要针对现有技术同一电压源的多负载器件之间无法实现恒压性能的技术问题，提供一种直流-直流电压变换器。

本实用新型实施例提供一种直流-直流电压变换器，包括：电感器、开关器件、第一电压反馈控制电路、第一整流支路、至少一条第二整流支路以及至少一条第二反馈控制电路；

所述电感器一端用于与直流电压源连接，另一端分别与所述第一整流支路的输入端、所述第二整流支路的输入端、以及所述开关器件的第一开关端连接，所述开关器件的第二开关端接地，所述第一整流支路输出端用于对第一负载供电，所述第二整流支路输出端用于对第二负载供电；

所述第一电压反馈控制电路，用于获取所述第一整流支路输出端对第一负载的第一输出端输出电压作为第一反馈电压，根据所述第一反馈电压控制所述开关器件的第一开关端和第二开关端的导通或关断；

每条所述第二整流支路包括一条与所述第二整流支路的输出端串联的受控电阻电路，且每条所述第二整流支路与一条第二反馈控制电路对应；

所述第二反馈控制电路，用于获取对应的所述第二整流支路输出端对第二负载的第二输出端输出电压作为第二反馈电压，根据所述第二反馈电压控制所述第二整流支路的受控电阻电路的阻值。

进一步的，所述第二反馈控制电路，具体用于：

获取对应的所述第二整流支路输出端的第二输出端输出电压作为第二反馈电压，获取所述第一整流支路输出端的第一输出端输出电压作为第一反馈电压；

将所述第一反馈电压与预设的第二基准电压进行比较得到偏置电压，将所述第二反馈电压与所述偏置电压进行比较得到第二电压误差信号，根据所述第二电压误差信号控制所述第二整流支路的受控电阻电路的阻值。

更进一步的，所述第二反馈控制电路，包括：第二误差放大器、第二偏置放大器和第二基准电压源，所述第二偏置放大器的一输入端与所述第一整流支路的输出端连接，另一输入端与第二基准电压源连接，所述第二误差放大器的一输入端与对应的所述第二整流支路的输出端连接，另一输入端与所述第二偏置放大器的输出端连接，所述第二误差放大器的输出端作为第二反馈控制电路的输出端与所述受控电阻电路的受控端连接。

进一步的，所述第二反馈控制电路，具体用于：

获取对应的所述第二整流支路输出端的第二输出端输出电压作为第二反馈电压，将所述第二反馈电压与预设的第二基准电压进行比较得到第三电压误差信号，根据所述第三电压误差信号控制所述第二整流支路的受控电阻电路的阻值。

更进一步的，所述第二反馈控制电路，包括：第二误差放大器和第二基准电压源，所述第二误差放大器的一输入端与所述第二整流支路的输出端连接，另一输入端与第二基准电压源连接，所述第二误差放大器的输出端作为第二反馈控制电路的输出端与所述受控电阻电路的受控端连接。

进一步的，每条所述受控电阻电路包括受控电流源和场效应管，所述受控电流源的控制端与所述第二反馈控制电路的输出端连接，所述受控电流源的一端与所述场效应管的栅极连接，另一端接地，所述场效应管的源极和漏极与所述第二整流支路的输出端串联。

更进一步的，所述受控电流源的一端与所述第二整流支路的输出端跨接受控电流源分压电阻。

再进一步的:

所述第一整流支路还包括与所述第一负载并联的第一分压电路，所述获取所述第一整流支路输出端对第一负载的第一输出端输出电压作为第一反馈电压，具体包括:

获取所述第一输出端输出电压经过第一分压电路分压后的第一输出端分压电压作为第一反馈电压；

所述第二整流支路还包括与所述第二负载并联的第二分压电路，所述获取对应的所述第二整流支路输出端对第二负载的第二输出端输出电压作为第二反馈电压，具体包括:

获取对应的所述第二整流支路输出端经过第二分压电路分压后的第二输出端分压电压作为所述第二反馈电压。

再进一步的，所述第一电压反馈控制电路，具体用于：

获取所述第一整流支路输出端对第一负载的第一输出端输出电压作为第一反馈电压，将所述第一反馈电压与预设的第一基准电压进行比较得到第一电压误差信号，对所述第一电压误差信号进行调制，得到受控于所述第一电压误差信号的脉宽控制信号，将所述脉宽控制信号转换为驱动信号，采用所述驱动信号控制所述开关器件的第一开关端和第二开关端的导通或关断。

再进一步的，所述第一电压反馈控制电路，包括：第一误差放大器、第一基准电压源、脉宽调制器、锯齿波发生器和开关信号驱动电路，所述第一误差放大器的一输入端与所述第一整流支路的输出端连接，另一输入端与第一基准电压源连接，所述脉宽调制器的一输入端与所述第一误差放大器的输出端连接，另一输入端与所述锯齿波发生器的输出端连接，所述脉宽调制器的输出端与所述开关信号驱动电路的输入端连接，所述开关信号驱动电路的输出端作为第一反馈控制电路的输出端与所述开关器件的受控端连接。

本实用新型实施例，对每一个整流支路的输出端均设置有独立的电压反馈控制电路，从而保证每一整流支路的输出端的恒压性能。重点解决了现有技术的多个问题。第一，实现了双路或多路的跟踪稳压输出，输出通道相互独立，隔绝负载间噪声串扰。第二，各输出通道纹波控制效果优异。第三，实现多路输出电压独立或相关的反馈控制，电源设计灵活性非常大。第四，单电源输入级多电源输出级的设计，极大的降低了成本，并缩小了电路空间。本发明应用电路简单，即可以应用于集成电路设计也可以用于分离元件电路设计。

附图说明

图1为现有技术的一种单输出端boost拓扑结构的直流升压DC-DC电压变换器的电路原理图；

图2为现有技术的一种双输出端boost拓扑结构的直流升压DC-DC电压变换器的电路原理图；

图3为本实用新型一实施例提供的一种直流-直流电压变换器的电路原理图；

图4为本实用新型另一可选实施例提供的一种直流-直流电压变换器的电路原理图；

图5为本实用新型一实施例提供的一种直流-直流电压变换器的工作原理时序图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型做进一步详细的说明。

实施例一

如图3所示为本实用新型一实施例提供的一种直流-直流电压变换器的电路原理图，包括：电感器L、开关器件Q1、第一电压反馈控制电路33、第一整流支路31、至少一条第二整流支路32以及至少一条第二反馈控制电路34；

所述电感器L一端用于与直流电压源Vin连接，另一端分别与所述第一整流支路31的输入端、所述第二整流支路32的输入端、以及所述开关器件Q1的第一开关端Q11连接，所述开关器件Q1的第二开关端Q12接地，所述第一整流支路31输出端用于对第一负载35供电，所述第二整流支路32输出端用于对第二负载36供电；

所述第一电压反馈控制电路33，用于获取所述第一整流支路31输出端对第一负载35的第一输出端输出电压Vout1作为第一反馈电压，根据所述第一反馈电压控制所述开关器件Q1的第一开关端Q11和第二开关端Q12的导通或关断；

每条所述第二整流支路32包括一条与所述第二整流支路的输出端串联的受控电阻电路321，且每条所述第二整流支路3与一条第二反馈控制电路34对应；

所述第二反馈控制电路34，用于获取对应的所述第二整流支路32输出端对第二负载36的第二输出端输出电压Vout2作为第二反馈电压，根据所述第二反馈电压控制所述第二整流支路32的受控电阻电路321的阻值。

具体地，如图3所示，第一整流支路31包括第一整流器件D1，第二整流支路32包括第二整流器件D2。电感器L1为储能电感，其输入端与电压源Vin相连。电压源Vin为整个电路的功率源。开关器件Q1可选为NMOS晶体管构成，当其导通时，电感电流通过开关器件Q1流向地回路，此时电感器L1线圈内部积累了能量。当开关器件Q1关断时，电感器L1 积累能量在其内部的产生电势，电感电流在它的作用下释放分别流向第一负载35和第二负载36。以此电压源Vin的功率被传递到了第一负载35和第二负载36上。

同时，与第一整流支路31的输出端连接的为第一反馈控制电路33，而与第二整流支路32的输出端连接的为第二反馈控制电路为34。可以有一条第二整流支路32或者并联的多条第二整流支路32，每条第二整流支路32均与一条第二反馈控制电路为34连接。其中，图3中以一条第二整流支路32为例。

第一整流支路31的输出端对第一负载35的第一输出电压Vout1作为第一反馈电压，经过第一电压反馈电路33，转换为以固定周期开关且占空比可变的控制信号，用以控制开关器件Q1的第一开关端和第二开关端的导通和关断。从而实现在电源Vin、储能电感L和第一整流支路31串联的这条通道的第一输出电压Vout1的预设恒定电压输出。

对于第二输出端输出电压Vout2，则采用可调整内阻的受控电阻电路321串接在输出通道上。

第二反馈控制电路34获取对应的所述第二整流支路32输出端对第二负载36的第二输出端输出电压Vout2作为第二反馈电压，用于根据第二反馈电压控制所述第二整流支路32的受控电阻电路321的阻值。因此，第二整流支路32的输出电路在流过受控电阻电路321时产生的压降，可以有效实现对输出第二负载36的第二输出端输出电压Vout2的稳压自动控制。

本实用新型实施例，对每一个整流支路的输出端均设置有独立的电压反馈控制电路，从而保证每一整流支路的输出端的恒压性能。

实施例二

本实用新型可选实施例提供的一种直流-直流电压变换器，包括：电感器L、开关器件Q1、第一电压反馈控制电路33、第一整流支路31、至少一条第二整流支路32以及至少一条第二反馈控制电路34。

所述电感器L一端用于与直流电压源Vin连接，另一端分别与所述第一整流支路31的输入端、所述第二整流支路32的输入端、以及所述开关器件Q1的第一开关端Q11连接，所述开关器件Q1的第二开关端Q12接地，所述第一整流支路31输出端用于对第一负载35供电，所述第二整流支路32输出端用于对第二负载36供电。

所述第一整流支路31还包括与所述第一负载35并联的第一分压电路37，所述第一电压反馈控制电路33，具体用于:

获取所述第一输出端输出电压Vout1经过第一分压电路37分压后的第一输出端分压电压VFB1作为第一反馈电压，将所述第一反馈电压与预设的第一基准电压REF1进行比较得到第一电压误差信号Err1，对所述第一电压误差信号Err1进行调制，得到受控于所述第一电压误差信号Err1的脉宽控制信号PWM-CTL，将所述脉宽控制信号PWM-CTL转换为驱动信号，采用所述驱动信号控制所述开关器件Q1的第一开关端Q11和第二开关端Q12的导通或关断。

具体地，所述第一电压反馈控制电路33，包括：第一误差放大器331、第一基准电压源332、脉宽调制器333、锯齿波发生器334和开关信号驱动电路335，所述第一误差放大器331的一输入端与所述第一整流支路31的输出端连接，另一输入端与第一基准电压源332连接，可选地，第一误差放大器331的一输入端与所述第一分压电路的分压输出端连接，所述脉宽调制器333的一输入端与所述第一误差放大器331的输出端连接，另一输入端与所述锯齿波发生器334的输出端连接，所述脉宽调制器333的输出端与所述开关信号驱动电路335的输入端连接，所述开关信号驱动电路335的输出端作为第一反馈控制电路33的输出端与所述开关器件Q1的受控端Q13连接。

第一分压电路37包括串联的电阻R1和电阻R2，第一输出端分压电压VFB1为电阻R1和电阻R2的连接点的电压。

第一电压反馈控制电路33通过对开关器件Q1的开关占空比实时变化，用以补偿当负载电流增加导致的第一输出端输出电压Vout1所发生的跌落，从而产生恒压输出效果。如图3中对第一输出端输出电压Vout1进行采样和分压，第一分压电路37输出VFB给误差放大器331，在和第一基准电压源332输出的第一基准电压REF1进行差分放大输出的第一电压误差信号Err1。第一电压误差信号Err1经过脉宽调制器333调制后的输出信号PWM-CTL经过驱动电路335实现对开关器件Q1的通断控制。上述过程实现了第一输出端输出电压Vout1电压动态的恒压补偿控制。

每条所述第二整流支路32包括一条与所述第二整流支路的输出端串联的受控电阻电路321，且每条所述第二整流支路3与一条第二反馈控制电路34对应；

所述第二整流支路32还包括与所述第二负载36并联的第二分压电路38，所述第二电压反馈控制电路34，具体用于:

获取所述第一输出端输出电压Vout1经过第一分压电路37分压后的第一输出端分压电压VFB1作为第一反馈电压，获取所述第二输出端输出电压Vout2经过第二分压电路38分压后的第二输出端分压电压VFB2作为第二反馈电压，将所述第一反馈电压与预设的第二基准电压REF2进行比较得到偏置电压REF3，将所述第二反馈电压与所述偏置电压REF3进行比较得到第二电压误差信号，根据所述第二电压误差信号控制所述第二整流支路的受控电阻电路的阻值。

其中，第一分压电路37可以采用串联的电阻R1和R2实现，也可以如图3所示，采用串联的电阻R5和R6实现。第二分压电路38可以采用串联的电阻R3和R4实现。

具体来说，所述第二反馈控制电路34，包括：第二误差放大器341、第二偏置放大器342和第二基准电压源343，所述第二偏置放大器342的一输入端与所述第一整流支路31的输出端连接，另一输入端与第二基准电压源343连接，可选地，第二偏置放大器342的一输入端与所述第一分压电路37的分压输出端连接，所述第二误差放大器341的一输入端与对应的所述第二整流支路32的输出端连接，另一输入端与所述第二偏置放大器342的输出端连接，可选地，第二误差放大器341的一输入端与所述第二分压电路38的分压输出端连接，所述第二误差放大器的输出端作为第二反馈控制电路的输出端与所述受控电阻电路的受控端连接。

每条所述受控电阻电路321包括受控电流源322和场效应管Q2，所述受控电流源322的控制端与所述第二反馈控制电路34的输出端连接，所述受控电流源322的一端与所述场效应管Q2的栅极连接，另一端接地所述场效应管Q2的源极和漏极与所述第二整流支路32的输出端串联。

所述受控电流源322的一端与所述第二整流支路的输出端跨接受控电流源分压电阻R7。

其中，场效应管Q2为工作在线性区的P-MOS管，通过改变场效应管Q2的栅极电压，实现对场效应管Q2的源-漏的内阻的线性控制。首先，当第一输出端输出电压Vout1电压稳定输出后，第二偏置放大器342需要将Vout1经过第一分压电路37，与第二基准电压REF2进行比较，其作用是使偏置电压REF3和第一输出端输出电压Vout1有相关性，第二偏置放大器342的输出偏置电压REF3作为第二误差放大器341的参考电压输入与第二输出端输出电压Vout2经过第二分压电路38分压后的第二输出端分压电压VFB2进行比较后，将其输出的第二电压误差信号V-ICL作为受控电流源322的控制输入。当第二输出端输出电压Vout2电压稍有升高，经过反第二反馈控制电路34，受控电流源322的电流增加，分压电阻R7的压降增加，导致场效应管Q2的等效源-漏极内阻增加，源-漏压降升高，第二输出端输出电压Vout2下降至预设电压。需要明确的是，第一输出端输出电压Vout1和第二输出端输出电压Vout2的相关性是通过第二偏置放大器342实现的，通过改变电阻R1和R2的阻值，调整第一输出端输出电压Vout1的输出电压时，第二输出端输出电压Vout2也同时响应而变化。

图5展示了之前处于稳态输出的第一负载电压，负载电流增加突变之后，第二负载电压通过可变电阻的调节从新回到预设恒压的状态的过程。下面将对整个自动控制过程进行描述。如上图假定触发条件是第一输出端输出电流突然增加，由于第一整理器件的伏安特性，即瞬时第一负载电压(即第一输出端输出电压)跌落。此时第一反馈电压通过误差放大电路输出第一误差电压(图5中的虚线)同时升高。第一误差电压作为输入与锯齿波进行调制输出调制后的脉宽控制信号，经过驱动电路控制Q1开关管，增加了开关管周期内的打开时间，储能电感电势能增加，补偿了由于负载电电流增加而跌落的第一输出端输出电压。此时由于储能器件L的输出的公共端电压增加，第二输出整流支路的电压增加(假设此时第二输出端输出电流没有变化，第二整流器件两端压差没有变化)。此时通过第二输出端反馈控制电路的偏执电压和误差放大器，可变电阻电路中的授控电流源电流减小，可变电阻PMOS的栅极电压增加，源漏级内阻增加授控电阻两端压差增加，抵消了第二输出端输出输出电压的增量，是的第二负载端电压重新回到预设电压值，最终实现在第一输出端输出电流变化是，第一负载电压和第二负载的稳压输出控制。

本实用新型实施例，对每一个整流支路的输出端均设置有独立的电压反馈控制电路，从而保证每一整流支路的输出端的恒压性能。同时，还实现了第一输出端输出电压Vout1和第二输出端输出电压Vout2之间的相关特性。另外，增加的第一分压电路和第二分压电路，能够通过电阻调整输出到运算放大器上的电压，以保证输出到运算放电器上的电压在线性放大范围内。另外，受控电流源322的一端与所述第二整流支路的输出端跨接受控电流源分压电阻R7，便于控制场效应管Q2。

实施例三

如图4所示为本实用新型另一可选实施例提供的一种直流-直流电压变换器的电路原理图，包括：电感器L、开关器件Q1、第一电压反馈控制电路33、第一整流支路31、至少一条第二整流支路32以及至少一条第二反馈控制电路34；

所述电感器L一端用于与直流电压源Vin连接，另一端分别与所述第一整流支路31的输入端、所述第二整流支路32的输入端、以及所述开关器件Q1的第一开关端Q11连接，所述开关器件Q1的第二开关端Q12接地，所述第一整流支路31输出端用于对第一负载35供电，所述第二整流支路32输出端用于对第二负载36供电；

所述第一电压反馈控制电路33，用于获取所述第一整流支路31输出端对第一负载35的第一输出端输出电压Vout1作为第一反馈电压，根据所述第一反馈电压控制所述开关器件Q1的第一开关端Q11和第二开关端Q12的导通或关断；

每条所述第二整流支路32包括一条与所述第二整流支路的输出端串联的受控电阻电路321，且每条所述第二整流支路3与一条第二反馈控制电路34对应；

所述第二反馈控制电路34，具体用于：获取对应的所述第二整流支路32输出端的第二输出端输出电压Vout2作为第二反馈电压，将所述第二反馈电压与预设的第二基准电压REF2进行比较得到第三电压误差信号，根据所述第三电压误差信号控制所述第二整流支路32的受控电阻电路321的阻值。

具体地，所述第二反馈控制电路34，包括：第二误差放大器341和第二基准电压源343，所述第二误差放大器341的一输入端与所述第二整流支路32的输出端连接，另一输入端与第二基准电压源343连接，所述第二误差放大器341的输出端作为第二反馈控制电路34的输出端与所述受控电阻电路321的受控端连接。

本实用新型实施例，对每一个整流支路的输出端均设置有独立的电压反馈控制电路，从而保证每一整流支路的输出端的恒压性能。同时，还实现了第一输出端输出电压Vout1和第二输出端输出电压Vout2之间的非相关特性。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本实用新型实施例的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型实施例进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。