供电装置的制作方法

本发明涉及一种供电装置。

本申请要求于2015年9月25日提交的日本专利申请No.2015-188127的权益，其全部内容通过引用并入本文。

背景技术：

插电式混合动力电动车辆(PHEV)和电动车辆(EV)安装车载充电器(例如，AC/DC转换器)，所述车载充电器可以通过电力系统(交流侧)对车载高压电池(DC侧)进行充电。

这种车载充电器通常提供有功率因子校正(PFC)电路、DC/DC转换器等(参见专利文件1)。功率因子校正电路包括开关元件，并且是用于在DC/DC转换器包括开关元件时通过使输入电流的波形接近输入电压的波形来校正功率因子的电路，并且是用于升高或降低来自PFC电路的输出电压并将结果转换成用于对电池充电的DC电压的电路。

现有技术文件

专利文件

专利文件1：日本专利申请特开No.2014-128060

技术实现要素：

根据本公开内容的供电装置包括：第一开关电路，其包括连接在预定电压电平和接地电平之间的串联电路，所述串联电路具有串联连接的高压侧开关元件和低压侧开关元件，所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件以预定频率交替地导通和关断；第二开关电路，其包括被控制在导通和关断之间的开关元件，所述开关元件的一端连接到所述接地电平，并且使得所述开关元件的导通时间点可变；以及控制单元，其执行控制以使得所述开关元件和所述高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠。

附图说明

图1是根据实施例1的供电装置的电路结构的一个示例的说明图。

图2是根据实施例1的第二开关电路的操作的一个示例的说明图。

图3是根据实施例1的第一开关电路的操作的一个示例的说明图。

图4是由于第一开关电路和第二开关电路的FET的操作而出现过电流的情况的一个示例的说明图。

图5是第二开关电路的FET的故障的一个示例的说明图。

图6是根据本实施例，由供电装置对FET进行控制的一个示例的说明图。

图7是根据实施例2的供电装置的电路结构的一个示例的说明图。

具体实施方式

[本发明要解决的问题]

近年来，对车载供电装置的高功率和小型化提出了严格的要求，这进一步提高了开关元件的电流容量和开关频率。因此，在开关电路紧密排列的情况下，开关元件由于当另一个开关元件执行开关操作时发生的噪声而很可能故障(错误地导通或断开)。此外，开关元件的故障可能导致过电流。

目的是提供一种能够防止开关元件发生故障的供电装置。

[本公开的效果]

根据本公开内容，防止开关元件发生故障是可能的。

[本发明的实施方式的说明]

根据本实施例的供电装置包括：第一开关电路，其包括连接在预定电压电平和接地电平之间的串联电路，所述串联电路具有串联连接的高压侧开关元件和低压侧开关元件，所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件以预定频率交替地导通和关断；第二开关电路，其包括被控制在导通和关断之间的开关元件，所述开关元件的一端连接到所述接地电平，并且使得所述开关元件的导通时间点可变；以及控制单元，其执行控制以使得所述开关元件和所述高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠。

第一开关电路包括串联电路，所述串联电路具有串联连接的、以预定频率交替地导通和关断的高压侧开关元件和低压侧开关元件，并且所述串联电路连接在预定电压电平和接接地电平之间。第一开关电路在导通高压侧开关元件的情况下关断低压侧开关元件，而在关断高压侧开关元件的情况下导通低压侧开关元件。

第二开关电路具有开关元件，所述开关元件被控制在导通和关断之间并且其一端连接到接地电平，并使得所述开关元件的导通时间点可变。也就是说，第二开关电路的开关元件的一端和第一开关电路的低压侧开关元件的一端(与连接高压侧开关元件的一端相对的一端)在接地电平处彼此连接。

控制单元执行控制，以使得第二开关电路的开关元件和第一开关电路的高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠。响应于开关元件导通，流过开关元件的电流流到接地电平。此处，通过存在于接地电平和低压侧开关元件的栅极之间的寄生电容，在低压侧开关元件的栅极处会产生电压，这可能导致低压侧开关元件故障，也就是说，使所述低压侧开关元件错误地导通。假定第二开关电路的开关元件的导通时间点与第一开关电路的高压侧开关元件的导通时间点彼此重叠，则当低压侧开关元件被错误地导通时，高压侧开关元件和低压侧开关元件同时导通，这可能导致过电流。

通过执行控制而使得第二开关电路的开关元件和第一开关电路的高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠，可以防止发生过电流。

在根据本实施例的供电装置中，第一开关电路包括并联连接的多个串联电路，并且控制单元执行控制，以使得开关元件和串联电路中的各串联电路的高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠。

第一开关电路包括并联连接的多个串联电路。控制单元执行控制，以使得开关元件和串联电路中的各串联电路的高压侧开关元件的导通时间点彼此不重叠。因此，即使第一开关电路包括并联连接的多个串联电路，高压侧开关元件和低压侧开关元件也不会同时导通，这防止发生过电流。

根据本实施例的供电装置还包括变压器，并且第一开关电路使得所述变压器的一个绕组连接在串联电路中的各串联电路的高压侧开关元件和低压侧开关元件的连接点处，并且使得整流电路连接到所述变压器的另一绕组。

供电装置包括变压器。第一开关电路使得所述变压器的一个绕组连接在各串联电路的高压侧开关元件和低压侧开关元件的连接点处，并且使得整流电路连接到所述变压器的另一绕组。

作为控制的一个示例，通过例如导通一个串联电路的高压侧开关元件、关断所述一个串联电路的低压侧开关元件、关断另一串联电路的高压侧开关元件、以及导通所述另一串联电路的低压侧开关元件，电流在一个方向上流向变压器的一个绕组。随后，通过关断一个串联电路的高压侧开关元件、导通所述一个串联电路的低压侧开关元件、导通另一串联电路的高压侧开关元件、以及关断所述另一串联电路的低压侧开关元件，电流以与所述一个方向相反的方向流向变压器的所述一个绕组。因此，可以从变压器的另一个绕组提取交流电(以下称为AC)，并且提取的电流由整流电路整流，这可以实现升高或降低DC电压的DC/DC转换器。也就是说，在第一开关电路是DC/DC转换器的结构的一部分的情况下，高压侧开关元件和低压侧开关元件二者不同时导通，这防止发生过电流。

在根据本实施例的供电装置中，第二开关电路包括：电感器和二极管，所述二极管的阳极连接到电感器的一端。二极管的阴极连接到高压侧开关元件的一端，而开关元件的另一端连接到电感器和二极管的连接点。

第二开关电路包括电感器和二极管，所述二极管的阳极连接到电感器的一端。所述二极管的阴极连接到高压侧开关元件的一端，而开关元件的另一端连接到电感器和二极管的连接点。

通过使第二开关电路的开关元件的导通时间点可变，可以使占空比可变，所述占空比是开关元件在导通的持续时间占每个开关周期的比率。通过当开关元件导通时使流经电感器的电流绕到开关元件，并且当开关元件关断时使流经电感器的电流流向二极管，可以实现使输入电流波形接近输入电压的波形的PFC电路。也就是说，在第二开关电路构成PFC电路的情况下，高压侧开关元件和低压侧开关元件二者不同时导通，这防止发生过电流。

[本发明的详细描述]

(实施例1)

以下将参照附图来描述本发明的实施例。图1是根据实施例1的供电装置100的电路结构的一个示例的说明图。根据实施例1的供电装置100是例如安装在插电式混合动力电动车辆上或电动车辆上并通过将AC电压转换成DC电压对车载电池进行充电的充电装置。如图1所示，供电装置100包括噪声滤波器(N/F)1、具有PFC功能的第二开关电路10、第一开关电路20、变压器3、整流电路50、控制单元60，所述控制单元60用于对第一开关电路20和第二开关电路10的开关元件在导通和关断之间执行控制。

第二开关电路10包括作为开关元件的FET 11和FET 12、二极管13和二极管14、电感器15和电感器16、电容器17等。FET 11和FET 12的源极(一端)连接到接地电平。

此外，第二开关电路10包括二极管13和二极管14，所述二极管13的阳极连接到电感器15的一端，二极管14的阳极连接到电感器16的一端。二极管13和二极管14的阴极分别连接到稍后描述的FET 31和FET 41的漏极(一端)。此外，FET 11的漏极(另一端)连接到电感器15和二极管13的连接点，而FET 12的漏极(另一端)连接到电感器16和二极管14的连接点。

电感器15和16的另一端经由噪声滤波器1分别与AC端子T1、T2连接。电容器17跨电感器15和16的另一端而连接。AC供电7跨AC端子T1和T2而连接。

在FET 11和FET 12的漏极和源极之间，二极管111和二极管121分别反向并联地连接。也就是说，二极管111的阴极连接到FET 11的漏极，而二极管111的阳极连接到FET 11的源极。这同样适用于FET 12。

控制单元60对FET 11和FET 12在导通和关断之间执行控制。此外，控制单元60可以使得FET 11和FET 12导通(下文中称为导通(ON)时间点)的时序可变。

电容器2连接在第二开关电路10和第一开关电路20之间，即，连接在预定电压电平和接地电平之间。

第一开关电路20包括并联布置的多个(在图1的示例中为两个)串联电路30和40。

串联电路30包括用作高压侧开关元件的FET 31和用作低压侧开关元件的FET 32，所述FET 31和FET 32串联连接并以预定频率交替地导通和关断。更具体地说，FET 31的漏极连接到预定电压电平(正侧)，FET 31的源极连接到FET 32的漏极，并且FET 32的源极连接到接地电平。

作为控制的一个示例，控制单元60执行控制，以使得如果FET 31导通时则FET 31关断，并且如果FET 31关断则FET 32导通。

类似地，串联电路40包括用作高压侧开关元件的FET 41和用作低压侧开关元件的FET 42，所述FET 41和FET 42串联连接并以预定频率交替地导通和关断。更具体地说，FET 41的漏极连接到预定电压电平(正侧)，FET 41的源极连接到FET 42的漏极，并且FET42的源极连接到接地电平。

作为控制的一个示例，控制单元60执行控制，以使得如果FET 41导通时则FET 42关断，并且如果FET 41关断时则FET 42导通。

在FET 31、FET 32、FET 41和FET 42的漏极和源极之间，二极管311、二极管321、二极管411和二极管421分别反向并联地连接。也就是说，二极管311的阴极连接到FET 31的漏极，而二极管311的阳极连接到FET 31的源极。这同样适用于FET 32、FET 41和FET 42。

第一开关电路20包括变压器3的一个绕组3a的一端，所述一端经由线圈4连接到串联电路30的FET 31和FET 32的连接点，并且变压器3的绕组3a的另一端连接到FET 41和FET 42的连接点。变压器3的另一个绕组3b连接到整流电路50。

整流电路50是由二极管51、二极管52、二极管53和二极管54形成的，并对来自变压器3的AC输出进行全波整流。在整流电路50的后级提供有电感器5和电容器6，所述电感器5的一端连接到二极管51和53的阴极，所述电容器6的一端连接到电感器5的另一端并且跨DC端子T3和T4而连接。跨DC端子T3和T4连接电池8。

以下将描述根据本实施例的供电装置100的操作的概况。也就是说，当向AC端子T1和T2施加AC电压7时，第二开关电路10用作功率因子校正(PFC)电路，并且控制单元60通过对导通和关断FET 11和FET 12的时序执行控制(使导通时间点可变)，使输入电流的波形接近输入电压的波形。

来自第二开关电路10的DC输出由电容器2变平滑，并且将平滑的DC提供给第一开关电路20。

控制单元60以预定频率(例如，50kHz-200kHz，但不限于此)来导通和关断FET 31、FET 32、FET 41和FET 42，以从变压器3产生AC。由变压器3产生的AC由整流电路50整流，并由电感器5和电容器6进一步平滑，并随后从DC端子T3和T4输出。

下面详细描述根据本实施例的供电装置100的操作。图2是根据实施例1的第二开关电路10的操作的一个示例的说明图。向第2开关电路10的输入侧施加交流电压，在图2中的示例对AC电压的正半周期进行描述。对于正半周期，AC端子T1是正侧，而AC端子T2是负侧。图2中顶部的图表描绘了AC电压的正半周期的波形，中间的图表描绘了在AC电压的相位A附近时FET 11的栅极电压的波形，底部的图表描绘了在AC电压的相位B附近时FET 11的栅极电压的波形。

在正半周期期间，当FET 11导通时，经由AC端子T1和T2供应的电流流过电感器15、FET 11和二极管121到达电感器16，并且没有电流(零)经由二极管13从第二开关电路10输出。随后，当FET 11关断时，通过存储在电感器15中的能量，电流从电感器15流过二极管13、第一开关电路20和二极管121到达电感器16。类似地，在负半周期期间，FET 12重复地导通和关断。

如图2所示，由于AC电压的峰值在相位A附近相对较小，因此也要求电流的峰值要小。于是，通过延长FET 11的导通状态的持续时间，电流在FET 11处被旁路，以使流过二极管13的电流变小。

同时，由于AC电压的峰值在相位B附近相对较大，因此也要求电流的峰值要大。于是，通过缩短FET 11的导通状态的持续时间(由图2中的参考码α指示)，在FET 11中旁路的电流减小，以使流过二极管13的电流变大。

也就是说，通过使EFT 11的导通时间点可变，可以使占空比可变，所述占空比是FET 11的导通状态的持续时间占每个开关周期的比率。通过当FET 11处于导通状态时使流过电感器15和16的电流旁路到FET 11，并且当FET 11处于关断状态时使流过电感器15和16的电流流向二极管13，实现使输入电流的波形接近输入电压的波形的PFC电路是可能的。这同样适用于负半周期，并因此此处将不重复其描述。

图3是根据实施例1的第一开关电路20的操作的一个示例的说明图。如图3所示，控制单元60通过导通FET 31(一个串联电路中的高压侧开关元件)、关断FET 32(一个串联电路中的低压侧开关元件)、关断FET 41(另一串联电路中的高压侧开关元件)、并导通FET 42(另一串联电路中的低压侧开关元件)，使电流以一个方向流入变压器3的一个绕组3a。随后，控制单元60通过关断FET 31、导通FET 32、导通FET 41、并关断FET 31，使电流以与所述一个方向相反的方向流入变压器3的所述一个绕组3a。此后，以预定频率来重复类似的操作。可以从变压器3的另一个绕组3b提取AC，并且提取的AC由整流电路50整流，由此，可以实现升高或降低DC电压的DC/DC变换器。

随后，在如第一开关电路20和第二开关电路10中那样独立地控制FET的开关操作的情况下，对在第一开关电路20的FET中可能发生的过电流进行描述，第一开关电路20和第二开关电路10的低压侧FET的源极连接到公共接地电平，并且可以使FET(本实施例中为FET 11和FET 12)的导通时间点是可变的。

图4是在由于第一开关电路和第二开关电路的FET的操作而出现过电流的情况下的一个示例的说明图。作为比较性示例，图4示出了假设根据本实施例的控制单元60的控制不以图1中示出的电路结构来执行，由于第一开关电路和第二开关电路的FET的操作而产生的过电流。如上所描述的，由于第二开关电路10是PFC电路，因此为了使输入电流的波形接近输入电压的波形，控制单元60使FET 11和FET 12的导通时间点根据AC电压的相位而变化，以调整FET 11和FET 12的占空比。同时，第一开关电路20是DC/DC转换器，并且串联电路30的FET 31和FET 32交替地导通和关断，同时串联电路40的FET 41和FET 42交替地导通和关断。

如图4所示，假定在时间点t 1处FET 31导通并且FET 32关断的情况下，FET 11在时间点t 1导通。

图5是第二开关电路的FET的故障的一个示例的说明图。如图5中所示，在串联电路30的低电压侧FET 32的栅极和源极之间存在寄生电容。此外，第二开关电路10的FET 11的源极和第一开关电路20的低电压侧FET 32的源极在接地电平处相互连接，如上所述。导通第二开关电路10的FET 11导致流过FET 11的电流流到接地电平。此时，接地电平的电位变化，并且通过存在于接地电平和FET 32的栅极之间的寄生电容322，在FET 32的栅极处产生电压，这可能导致FET 32发生故障，也就是说，FET 32被错误地导通。

随后，如图4中所示，在第二开关电路10的FET 11和第一开关电路20的高压侧FET 31的导通时间点彼此重叠的情况下，当低压侧FET 32被错误地导通时，FET 31和FET 32二者同时导通，这导致在时间点t 1发生过电流。

要注意的是，在图4中，描述是针对FET 11以及FET 31和FET32的导通时间点做出的。该描述可以应用于FET 11以及FET 41和42的导通时间点。要注意的是，针对EFT 12的导通时间点的描述类似于针对EFT 11的导通时间点的描述，并因此在此不做详细描述。

接下来，将描述根据本实施例由控制单元60用于防止过电流的控制。图6是根据本实施例的供电装置100对FET进行控制的一个示例的说明图。如图6所示，控制单元60执行控制，使得第二开关电路10的FET 11的导通时间点与第一开关电路20的高压侧FET 31的导通时间点彼此不重叠。在图6的示例中，当FET 31导通时的时间点t 1与当FET 11导通时的时间点t2偏离Δt。

通过执行控制，使得第二开关电路10的FET 11的导通时间点和第一开关电路20的高压侧FET 31的导通时间点彼此不重叠，则FET 31和FET 32二者将不会同时导通(可以防止FET发生故障)，这可以防止发生过电流。

在图6的示例中，描述是针对FET 11以及FET 31和FET 32的导通时间点做出的。该描述还可以应用于FET 11以及FET 41、FET 42的导通时间点。就是说，控制单元60执行控制，使得FET 11和各串联电路的高压侧FET 31和FET 41的导通时间点彼此不重叠。因此，即使第一开关电路20包括并联连接的多个串联电路，FET 31和FET 32二者或FET 41和FET 42二者也不会同时导通，这可以防止发生过电流。要注意的是，针对EFT 12的导通时间点的描述类似于针对EFT 11的导通时间点的描述。

此外，根据本实施例，在第一开关电路20是DC/DC转换器的结构的一部分的情况下，高压侧FET和低压侧FET二者不同时导通，这防止发生过电流。

另外，根据本实施例，在第二开关电路10构成PFC电路的情况下，高压侧FET和低压侧FET二者不会同时导通，这可以防止发生过电流。

(实施例2)

在上述实施例1中，供电装置100是充电装置，但所述供电装置不限于充电装置。图7是根据实施例2的供电装置100的电路结构的一个示例的说明图。根据实施例2的供电装置100例如是绝缘转换器，其安装在插电式混合动力电动车辆或电动车辆上，并在AC电压和DC电压之间执行双向转换。与实施例1的区别在于，第二开关电路10是具有PFC(功率因子校正)功能的双向转换电路，并且整流电路50是双向转换电路。以下将第二开关电路10视为双向转换电路10并且将整流电路50视为双向转换电路50进行描述。

双向转换电路10是通过以下操作而获得的：利用FET 18和在FET 18的漏极和源极之间反向并联连接的二极管181来代替第二开关电路10的二极管13，并且利用FET 19和在FET 19的漏极和源极之间反向并联连接的二极管191来代替第二开关电路10的二极管14。控制单元60对FET 11、FET 12、FET 18和FET 19在导通和关断之间执行控制。因此，双向转换电路10在对电池8进行充电的情况用作PFC电路和整流电路，而在电池8放电的情况下用作DC/AC转换器，以允许AC端子T1和T2输出AC。

双向转换电路50是通过以下操作而获得的：利用FET 55和在FET 55的漏极和源极之间反向并联连接的二极管551来代替整流电路50的二极管51，利用FET 56和在FET 56的漏极和源极之间反向并联连接的二极管561来代替整流电路50的二极管52，利用FET 57和在FET 57的漏极和源极之间反向并联连接的二极管571来代替整流电路50的二极管53，并且利用FET 58和在FET 58的漏极和源极之间反向并联连接的二极管581来代替整流电路50的二极管54。控制单元60对FET 55、FET 56、FET 57和FET 58在导通和关断之间进行控制。因此，双向转换电路50在对电池8充电的情况下用作整流电路，而在电池8放电的情况下用作DC/AC转换器，以允许AC端子T1和T2输出AC。

同样在实施例2中，控制单元60执行与图6中所示的操作类似的操作。也就是说，控制单元60执行控制，使得EFT 11的导通时间点和各串联电路的高压侧FET 31和FET 41的导通时间点彼此不重叠。因此，即使第一开关电路20包括并联连接的多个串联电路，FET 31和FET 32二者或者FET 41和FET 42二者也不同时导通，这防止发生过电流。

根据上述每个实施例，针对EFT，可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但不限于此，并且可以采用例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

要理解的是，本文公开的实施例在所有方面都是说明性的而不是限制性的。本发明的范围由所附权利要求书而不是由上述实施例及其之前的示例来限定，并且落入权利要求书的含义和界限内或者落入这些含义和界限的等同物内的所有变化旨在包含在权利要求书内。

附图标记描述

3 变压器

3a、3b 绕组

10 第二开关电路，双向转换电路

11、12 FET(开关元件)

13、14 二极管

15、16、5 电感器

18、19 FET

2、6、17 电容器

20 第一开关电路

30、40 串联电路

31、41 FET(高压侧开关元件)

32、42 FET(低压侧开关元件)

51、52、53、54 二极管

55、56、57、58 FET

60 控制单元