电力变换装置的制作方法

本发明涉及对直流电压与直流电压、或者交流电压与直流电压进行变换的电力变换装置。

背景技术：

作为以往的电力变换器，已知例如如下结构：在无桥pfc(powerfactorcorrection，功率因数校正)的电路结构中，将进行开关的分支(leg)的电流分配为两份，对各个分支设置电抗器并使各个分支交错工作(例如，参照专利文献1)。另外，在磁集成电路的结构中，已知有将各个直流磁通相互抵消的电路结构(例如，参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利5210331号公报

专利文献2：日本专利5144284号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

专利文献1所示的电力变换器的开关电源装置构成为，设置n相进行开关的分支，使相位错开360度/n地进行开关，基于电流的分流功能来实现损耗降低并实现输入输出电流纹波的降低。然而，关于将设置有n相的电抗器集成而小型化，并且降低流过集成的电抗器的绕组的纹波电流，并没有任何公开。另外，在专利文献2中，公开了磁电路的集成，但由于铁芯的绕组在直流磁通相互抵消的方向上卷绕，所以虽然能够防止直流磁通引起的磁通饱和，但是存在直流电感只能由漏磁通构成的问题。本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于提供一种能够将多个电抗器磁集成到一个铁芯，并且抑制电流纹波并实现电源滤波器的小型化的电力变换装置。

解决问题的技术方案

在本发明的电力变换装置中，其特征在于，具备：电抗器，构成为直流绕组和多个耦合绕组卷绕于一个磁体，所述直流绕组的一端与电压源连接，在所述直流绕组的另一端连接有所述多个耦合绕组各自的一端，所述多个耦合绕组各自的另一端连接于包括开关元件的多个上下支路(arm)各自的中间连接点，由在所述直流绕组和所述耦合绕组中流动的电流产生的磁通在相同方向相互合流；以及控制开关元件的控制装置，所述电力变换装置使并联的上下支路相互错开180度地进行开关动作，并且根据开关动作的占空比的大小和构成耦合绕组的电流纹波的直流电流纹波和交流电流纹波的大小来控制上支路或下支路的开关。

发明效果

根据本发明的电力变换装置，根据耦合绕组的直流电流纹波和交流电流纹波的大小来进行开关控制，由此能够抑制耦合绕组的损耗。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构图。

图2是说明图1的电路的正极时的电流路径的说明图。

图3是说明图1的电路的负极时的电流路径的说明图。

图4a是以磁阻网记载本发明的实施方式1的集成磁性部件的示意图。

图4b是图4a的磁等效电路图。

图5是说明本发明的实施方式1的芯材的bh特性为非线性的说明图。

图6是示意性地说明图3所示的负极电流路径时的电流纹波的产生的说明图。

图7是示意性地说明在负极电流路径时的电流纹波的产生的另一说明图。

图8是说明耦合绕组和直流绕组的特性的说明图。

图9是本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构图。

图10是本发明的实施方式3的电力变换装置的电路结构图。

图11是本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构图。

图12是本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构中的电流纹波的示意图。

图13是本发明的实施方式1至4的控制电路的硬件结构图。

附图标记

1交流电压源；2集成磁性部件；2a第1绕组；2b第2绕组；2c第3绕组；2n第n绕组；2i第1侧腿；2j第2侧腿；2h中央腿；3转换器电路；sa、sb、sc、sd、snp、snn开关元件；da、db整流元件；4链路电容器；5负载；6电流传感器；7桥式二极管；8直流电压源；10控制电路；10a输入电流信息；10b输入电压信息；10c直流输出电压信息；10d驱动信号。

具体实施方式

实施方式1.

图1示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构，图2是示意性地示出图1的电路的正极时的电流路径的说明图，图3是示意性地示出图1的电路的负极时的电流路径的说明图。

如图1所示，交流电压源1的一端与构成集成磁性部件2的第3绕组2c的一端连接(a点)，第3绕组2c的另一端连接于第1绕组2a和第2绕组2b连接的点(b点)。第1绕组2a和第2绕组2b分别连接于转换器电路3的上下支路之间(c点、d点)，转换器电路3的输出经过链路电容器(linkcapacitor)4与负载5连接。

在转换器电路3的串联连接的整流元件da、db的中点连接有交流电压源1的另一端，整流元件da的阴极与链路电容器4的正极连接，整流元件db的阳极与链路电容器4的负极连接。

控制电路10根据来自电流传感器6的输入电流信息10a、来自交流电压源1的输入电压信息10b、作为输出电压的链路电容器4的电压信息10c，生成驱动转换器电路3的驱动信号10d，进行控制以达到目标输出电压，并且进行控制以达到交流电压和交流电流相位同步的高功率因数工作。

此外，如图13所示，控制电路10可以通过处理器(mpu)和存储器中存储的计算机程序的组合来实现，也可以通过asic等专用硬件来实现，也可以通过fpga那样的可重构的门阵列来实现，也可以通过它们的组合来实现。

图2示出图1所示的实施方式1的电力变换器的电路的交流输入电压为正极时的电流路径(图中箭头)。

来自交流电压源1的电流从转换器电路3的整流元件da经过链路电容器4，分流至转换器电路3的接通的开关元件sb、sd，电流在集成磁性部件2合成并返回交流电压源1。此时，通过使转换器电路3的开关元件sa、sc进行开关动作，对集成磁性部件2进行激励并使交流电压源1的电压升压。

图3示出图1所示的实施方式1的电力变换器的电路的交流输入电压为负极时的电流路径(图中箭头)。

来自交流电压源1的电流进入集成磁性部件2，分流至转换器电路3的接通的开关元件sa、sc，进入链路电容器4，经过转换器电路3的整流元件db而返回交流电压源1。此时，通过使转换器电路3的开关元件sb、sd的相位错开180度地进行开关动作，从而对集成磁性部件2进行激励并使交流电压源1的电压升压。

接下来，对上述集成磁性部件2的结构进行说明，记载集成磁性部件2的直流电感、交流电感、电流纹波的式子。以下，以图3的负极时的电流路径的例子说明构成下支路的开关元件sb、sd的控制，而通过以图2的正极时的电流路径控制开关元件sa、sc，从而实现同样的工作及效果。

图4a是用磁阻网示出实施方式1的集成磁性部件2的示意图，图4b是图4a的磁等效电路。图中的符号的含义如下。

no：第1绕组2a、第2绕组2b的匝数

nc：第3绕组2c的匝数

ic：第3绕组2c的电流

i1：第1绕组2a的电流

i2：第2绕组2b的电流

ro：铁芯的第1侧腿2i、第2侧腿2j的磁阻

rc：铁芯的中央腿2h的磁阻

φ1：铁芯的第1侧腿2i的磁通

φ2：铁芯的第2侧腿2j的磁通

φc：铁芯的中央腿2h的磁通

在图4a中，作为集成磁性部件2的铁芯形状，为例如ee型或ei型等具有三条腿的形状，以相互抵消直流磁通的方式，第1绕组2a卷绕于铁芯的第1侧腿2i，第2绕组2b卷绕于铁芯的第2侧腿2j，形成耦合电抗器。第3绕组2c在使第1绕组2a和第2绕组2b的磁通相互加强的方向上卷绕于铁芯的中央腿2h，构成直流电抗器。在铁芯的中央腿2h设置有用于防止直流的磁通饱和的间隙。间隙也可以是如下构造：还进行耦合电抗器的耦合度以及耦合电抗器与直流电抗器的耦合度的调整，抵消从间隙泄漏的交流磁通。

直流磁通以在铁芯的中央腿2h合流的方式产生，只要电力传输方向不变，直流磁通的方向就不变，另一方面，交流磁通在铁芯的侧腿2i、2j循环，每当开关元件sb、sd进行开关时，交流磁通的方向改变。在铁芯的中央腿2h，该循环的交流磁通由于其方向始终相反，所以被抵消。

接下来将示出该集成磁性部件2的电感由自感、互感和漏感构成的情况。

绕组中产生的磁通φ1、φ2、φc根据铁芯的侧腿2i、2j和中央腿2h各自的铁芯的磁动势的关系，用(式1)来表示。

[数学式1]

当将第1绕组2a产生的电压设为v1、将第2绕组2b产生的电压设为v2、将第3绕组2c产生的电压设为vc时，

根据v1＝nodφ1/dt、v2＝nodφ2/dt、vc＝ncdφc/dt，

当将(式1)变形时，v1、v2、vc由(式2)和(式3)来表示，

[数学式2]

[数学式3]

由于第1绕组2a与第2绕组2b、铁芯的第1侧腿2i与第2侧腿2j对称，

如果将第1侧腿2i、第2侧腿2j的自感设为lo，

将中央腿2h的自感设为lc，

将第1侧腿2i、第2侧腿2j的互感设为mo，

将中央腿2h与第1侧腿2i、第2侧腿2j的互感设为mc，

则(式2)表示为(式4)。

[数学式4]

根据ic＝i1+i2，当对(式4)进行变形时，得到(式5)。

[数学式5]

另外，通过(式2)、(式3)和(式4)的比较，lo、lc、mo、mc在以下分别由(式6)至(式9)示出。

[数学式6]

[数学式7]

[数学式8]

[数学式9]

另外，当将第1绕组2a与第2绕组2b的耦合度设为ko，将第1绕组2a、第2绕组2b与第3绕组2c的耦合度设为kc时，ko、kc分别由(式10)、(式11)来表示。

[数学式10]

[数学式11]

当将第3绕组2c与第1绕组2a之间的电压设为v1e(a-c间)，将第3绕组2c与第2绕组2b之间的电压设为v2e(a-d间)时，分别由(式12)、(式13)来表示。

[数学式12]

vle＝v1+vc(式12)

[数学式13]

v2e＝v2+vc(式13)

在该(式12)、(式13)中，

当将输入电压设为vin，将输出电压设为vout时，

例如，在图3的电流路径中，在与绕组连接的开关元件sb接通、开关元件sd断开的情况下，

v1e＝vin

v2e＝vin－vout成立，

在与绕组连接的开关元件sd接通、开关元件sb断开的情况下，

v1e＝vin－vout

v2e＝vin成立，

在与绕组连接的开关元件sb断开、开关元件sd断开的情况下，

v1e＝vin－vout

v2e＝vin－vout成立，

在与绕组连接的开关元件sb接通、开关元件sd接通的情况下，

v1e＝vin

v2e＝vin成立。

当将(式5)代入(式12)、(式13)时，v1e、v2e由(式14)来表示。

[数学式14]

电流i1和i2如(式15)那样地由直流分量idc和交流分量iac来表示。

[数学式15]

对于这些电流的直流分量和交流分量，当使用(式14)和(式15)时由(式16)、(式17)来表示。

[数学式16]

[数学式17]

另外，如果将(式16)、(式17)的

[数学式18]

用(式6)至(式9)来表示，则以(式18)、(式19)来表示。

[数学式19]

[数学式20]

一般而言，当将磁导率设为μ、将铁芯截面积设为ae、将铁芯的周长设为l时，铁芯的磁阻r与磁导率μ的关系如(式22)所示为反比例关系，

[数学式21]

因此，在芯材的bh特性如图5所示为非线性的情况下，当磁导率μ因电流增加而降低时，磁阻r增加，由(式18)、(式19)表示的直流电流纹波idc、交流电流纹波iac增加。

当如在中央腿2h设置有间隙的结构等那样地rc＞＞ro时，关于电流纹波相对于电流增加的增加量，交流电流纹波iac的情况大于直流电流纹波idc的情况，并且表示出如下情形：即使在电流小时，例如直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac，在电流大时也能够变为直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac。

当将直流电感设为ldc、将交流电感设为lac时，根据(式18)、(式19)，分别用(式21)、(式22)表示。

[数学式22]

[数学式23]

如果将根据铁芯形状和绕组电流来决定的磁阻、输入和输出的电压关系及开关时间代入(式18)和(式19)，则能够求出电流纹波。

接下来，当着眼于电感时，可知(式21)的直流电感是，对第3绕组2c的自感2lc加上了形成耦合电抗器的第1绕组2a和第2绕组2b的漏感lo-mo、第3绕组2c和第1绕组2a以及第3绕组2c和第2绕组2b的互感4mc，通过磁集成，与分体构成相比能够得到高电感，能够通过匝数和耦合度来调整直流电感。

这样，在本发明的实施方式1的集成磁性部件2中，由于直流电感除了能够使用形成直流电抗器的第3绕组2c的自感来形成之外，还能够使用与交流电抗器的第1绕组2a、第2绕组2b的互感和耦合电抗器的漏感来形成，因此能够实现小型且高电感的电抗器。

另外，在将铁芯的形状做成ee或ei那样具有三条腿的铁芯形状的情况下，能够构成电感和漏感而不从中央腿2h的间隙产生漏磁通且在卷绕于中央腿2h的第3绕组2c不产生涡流损耗，还能够分担作为电源的滤波器的功能。

以下，根据与开关元件的控制的关系，对使用这样的集成磁性部件2的电流纹波的降低进行说明。

首先，在图6中示意性地说明在驱动开关元件时的电流纹波的产生的一例。图6是将图3所示的负极电流路径时的第1绕组2a的电流i1(电流纹波)分为直流电流纹波idc和交流电流纹波iac来进行说明的说明图。图6(1)为d(占空比)<0.5时，并且图6(2)为d>0.5时。

此外，本图是耦合绕组的电流波纹中包含的直流电流波纹小于交流电流波纹的例子(idc＜iac)。占空比d表示接通时间与周期t的比率。

作为工作模式，根据开关元件sb、sd的工作状态，重复状态(a)、状态(b)、状态(c)和状态(d)这四种模式地运行。另外，开关元件sa、sc分别与开关元件sb、sd互补地工作以用作同步整流。

(1)d＜0.5时

在状态(a)中，开关元件sb接通，开关元件sd断开，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、第1绕组2a、开关元件sb、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

此时，由于形成了第1绕组2a与第2绕组2b磁耦合的耦合电抗器，因此在第1绕组2a和第2绕组2b产生交流电流纹波iac，在耦合绕组产生直流电流纹波idc和交流电流纹波iac相加而得的电流纹波。在此，由于是直流电流纹波idc小于交流电流纹波iac的例子，因此当假设耦合绕组的直流电流变化量为4且交流电流变化量为6时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为10。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为8。

在状态(b)中，开关元件sb断开，开关元件sd断开，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、第1绕组2a、开关元件sa、负载的链路电容器4、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

由于在作为集成磁性部件2的耦合绕组的第1绕组2a、第2绕组2b之间不产生电压变化，因此交流电流纹波iac不变，利用交流电压源1和链路电容器4的输出电压来重置激励，仅第1绕组2a的直流电流纹波idc减少。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为－4，将交流电流变化量设为0时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－4。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－8。

在状态(c)中，开关元件sb断开，开关元件sd接通，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、开关元件sd、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

此时，由于形成第1绕组2a与第2绕组2b磁耦合的耦合电抗器，因此在第1绕组2a和第2绕组2b产生交流电流变化，其结果是，在第1绕组2a流过将直流电流纹波idc与具有负斜率的交流电流纹波iac相加而得的电流，与状态(a)的模式相比，纹波电流变小。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为4，将交流电流变化量设为－6时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－2。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为8。

状态(d)与状态(b)同样，开关元件sb断开，开关元件sd断开，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、第1绕组2a、开关元件sa、负载的链路电容器4、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

由于在作为集成磁性部件2的耦合绕组的第1绕组2a、第2绕组2b之间不产生电压变化，因此交流电流纹波iac不变，利用交流电压1和链路电容器4的输出电压来重置激励，仅第1绕组2a的直流电流纹波idc减少。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为－4，将交流电流变化量设为0时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－4。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－8。

在上述四种模式中，耦合绕组的电流纹波最大的期间是状态(a)的模式，在该示例中，斜率为10。

在开关元件sb接通时，在状态(a)的区间，作为耦合绕组的第1绕组2a的电流i1的斜率为正，在除此以外的一个周期内的剩余期间即状态(b)、状态(c)、状态(d)中为负的斜率，电流i1的电流纹波频率为开关频率。

(2)d＞0.5时

在状态(a)中，开关元件sb接通，开关元件sd接通，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、开关元件sb、sd、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

此时，在第1绕组2a和第2绕组2b不形成磁耦合的耦合电抗器，在第1绕组2a中交流电流纹波没有变化，仅直流电流纹波idc增加。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为4，将交流电流变化量设为0时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为4。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为8。

在状态(b)中，开关元件sb接通，开关元件sd断开，在第1绕组2a和第2绕组2b形成磁耦合的耦合电抗器，交流电流纹波iac增加，第1绕组2a的直流电流纹波idc由于激励被重置而衰减。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为－4，将交流电流变化量设为6时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为2。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－8。

状态(c)与状态(a)同样，形成从交流电压源1通过第3绕组2c、开关元件sb、sd、整流元件db而返回交流电压源1的电流环路。

此时，在第1绕组2a和第2绕组2b不形成磁耦合的耦合电抗器，在第1绕组2a中交流电流纹波iac没有变化，直流电流纹波idc增加。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为4，将交流电流变化量设为0时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为4。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为8。

在状态(d)中，开关元件sb断开，开关元件sd接通，并且在第1绕组2a和第2绕组2b形成磁耦合的耦合电抗器，在第1绕组2a，减少的交流电流纹波iac和同样衰减的直流电流纹波idc衰减，并且产生这些交流电流纹波iac和直流电流纹波idc相加而得的电流纹波。

当将作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量设为－4，将交流电流变化量设为－6时，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－10。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－8。

在上述四种模式中，耦合绕组的电流纹波最大的期间是模式(d)，在该示例中，斜率为－10。

在开关元件sb接通时，在状态(a)、状态(b)、状态(c)的区间，作为耦合绕组的第1绕组2a的电流i1的斜率为正，在除此以外的一个周期内的剩余期间即状态(d)中为负的斜率，电流i1的电流纹波频率为开关频率。

接下来，图7中示意性地示出在驱动开关元件时产生电流纹波的另一示例。与图6同样地，图7是将图3所示的负极电流路径时的第1绕组2a的电流i1(电流纹波)分为直流电流纹波idc和交流电流纹波iac来进行说明的说明图。

与图6的不同之处在于，在图6中是直流电流纹波idc小于交流电流纹波iac的情况，且耦合绕组的电流频率为开关频率，与此相对，图7是直流电流纹波idc大于交流电流纹波iac的情况的示例，是说明耦合绕组的电流频率为开关频率的2倍的情况的说明图。

作为电路的工作与图6相同，根据直流电流纹波idc与交流电流纹波iac的关系，针对每个模式，对作为耦合绕组的第1绕组2a以及作为直流绕组的第3绕组2c进行说明。

在此为了易于理解，将交流绕组的直流电流纹波的变化量设为6、将交流电流纹波的变化量设为4来进行说明。

(1)d＜0.5时

在状态(a)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为6，交流电流变化量为4，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为10。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为12。

在状态(b)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为－6，交流电流变化量为0，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－6。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－12。

在状态(c)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为6，交流电流变化量为－4，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为2。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为12。

在状态(d)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为－6，交流电流变化量为0，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－6。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－12。

作为耦合绕组的第1绕组2a的电流的斜率，在转换器的下支路的开关元件sb或开关元件sd的任意一个接通时为正，双方都断开时的电流的斜率为负，电流纹波频率为开关频率的2倍。

在以上4种模式中，耦合绕组的电流纹波最大的期间是模式(a)，在该示例中，斜率为10。

(2)d＞0.5时

在状态(a)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为6，交流电流变化量为0，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为6。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为12。

在状态(b)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为－6，交流电流变化量为2，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为－2。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－12。

在状态(c)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为6，交流电流变化量为0，耦合绕组的电流变化量由于是它们的相加和，所以为6。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为12。

在状态(d)中，作为耦合绕组的第1绕组2a的直流电流变化量为－6，交流电流变化量为-4，耦合绕组的电流变化量为它们的相加和，所以为－10。

由于耦合绕组的交流电流变化量被抵消，作为直流绕组的第3绕组2c的电流变化量为耦合绕组的直流电流变化量的2倍，因此第3绕组2c的电流变化量在该情况下为－12。

在以上4种模式中，耦合绕组的电流纹波最大的期间是模式(d)，在该示例中斜率为－10。

作为开关元件sb、开关元件sd都接通的期间的状态(a)、状态(c)的耦合绕组的第1绕组2a的电流的斜率为正，仅开关元件sb或开关元件sd的某一方接通的期间的电流的斜率为负，电流纹波频率为开关频率的2倍。

如上所述，在图6和图7的比较中，在直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac的条件时，以及当直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac时，耦合绕组的第1绕组2a的电流纹波都同为10。然而，当直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac时，作为直流绕组的第3绕组2c的电流纹波为8，当直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac时，作为直流绕组的第3绕组2c的电流纹波为12，这表明，即使耦合绕组的电流纹波相同，但如果存在直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac的关系，则能够减小直流绕组的电流纹波。由此可知，因为能够减小直流绕组的电流纹波，所以，不仅能够降低直流绕组的交流铜损，还能够降低电路的输入和输出电容器的电容量并简化滤波器。

接下来，将使用图8说明在对集成磁性部件2使用的芯材的bh特性为非线性的情况下，即在耦合绕组和直流绕组的电流纹波根据电路的输入电流而变化的情况下，耦合绕组和直流绕组的特性。

图8(1)是在所使用的电流范围内耦合绕组的直流电流纹波idc与交流电流纹波iac的大小关系改变的图，并且图8(2)是在所使用的电流范围内耦合绕组的直流电流纹波idc与交流电流纹波iac的大小关系不变的图。

并且，对于电路的输入电流，耦合绕组的合计电流纹波的斜率被设置为同为10。

如图8(1)所示，如果在所使用的电流范围内，随着电流增加，直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac的大小关系颠倒为直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac，则即使耦合绕组的合计电流相同，在电流增加时，耦合绕组的电流波形也变得与开关频率相同，能够降低交流铜损。

此外，根据上述结构，由于耦合绕组的直流电流纹波idc相对于电路的输入电流增加而被抑制，所以能够降低直流绕组的交流铜损。

将使用上述耦合绕组的直流电流纹波idc和交流电流纹波iac的大小关系根据电路的电流而改变的结构时的特征总结于表1。

表1

※fsw：sb、sd开关频率

当电路的电流变大时，绕组的直流铜损和由于芯材的导磁率下降而引起的电流纹波的增加以及与之相伴的交流铜损的增加不可避免，但是，如果在大电流时利用耦合绕组的电流纹波的关系从直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac变为直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac的特性，则耦合绕组的电流频率从2fsw下降到fsw，因此能够抑制耦合绕组的交流铜损的增加。

由于直流绕组中流过耦合绕组的2倍的直流电流，因此在大电流时由直流铜损的增加而引起的影响显著，但如果利用耦合绕组的电流纹波的关系从直流电流纹波idc＞交流电流纹波iac变为直流电流纹波idc＜交流电流纹波iac的关系的特性，则直流绕组的交流铜损的增加被抑制，能够抑制绕组的损耗增加。

实施方式2.

图9是示出本发明的实施方式2的电力变换器的电路结构的图。

这是升压型pfc转换器，其中利用桥式二极管7对交流电压源1的交流电压进行整流，并将整流后的直流电压输出到直流端子。整流后的桥式二极管7的正极端子连接于图1中说明的、集成耦合电抗器和直流电抗器而成的集成磁性部件2的直流电抗器的绕组即第3绕组2c的一端(a点)，在直流电抗器的第3绕组2c的另一端连接有耦合电抗器的绕组即第1绕组2a和第2绕组2b的一端(b点)。在第1绕组2a的另一端以及第2绕组2b的另一端，分别连接有构成具有上下支路的桥式转换器电路的开关元件sa、sb、sc、sd的交流端(c点、d点)。在转换器电路的直流端连接有作为负载的链路电容器4。整流后的负极端子为与转换器电路的直流端的负极和链路电容器4的负极连接的结构。

关于电流纹波，与在实施方式1中使用图6和图7说明的内容相同，能够得到同样的效果。在这种情况下，在电力传输方向为从桥式二极管7到链路电容器4的方向时，如实施方式1那样地对下支路的开关元件sb、sd进行控制，在电力传输方向为从链路电容器4到电压源的方向时，与实施方式1同样地对上支路的开关元件sa、sc进行控制。

实施方式3.

图10是示出本发明的实施方式3的电力变换器的电路结构的图。

这是对直流电压源8的直流电压进行升压的dc-dc转换器，其中直流电压源8的正极端子连接于集成耦合电抗器和直流电抗器而成的集成磁性部件2的直流电抗器的绕组即第3绕组2c的一端(a点)，在直流电抗器的第3绕组2c的另一端连接有耦合电抗器的绕组即第1绕组2a和第2绕组2b的一端(b点)。具有上下支路的桥式转换器电路sa、sb、sc、sd的交流端分别连接于第1绕组2a的另一端c和第2绕组2b的另一端(c点、d点)。在转换器电路的直流端连接有作为负载的链路电容器4。直流电压源1的负极端子为与转换器电路的直流端的负极和链路电容器4的负极连接的结构。

关于电流纹波，与在实施方式1中使用图6和图7说明的内容相同，能够得到同样的效果。在这种情况下，在电力传输方向为从直流电压源8到链路电容器4的方向时，如实施方式1那样地对下支路的开关元件sb、sd进行控制，在电力传输方向为从链路电容器4到直流电压源8的方向时，与实施方式1同样地对上支路的开关元件sa、sc进行控制。

实施方式4.

图11是示出本发明的实施方式4的电力变换器的电路结构的图。

在实施方式3的dc-dc转换器中，构成n相进行交错的分支，图12示出该电路结构下的电流纹波的示意图。仅使各分支在360°/n的定时进行开关动作，电流纹波的频率随之成比例地上升，接通时间变短，因此能够减小电流纹波值本身。由此，输入输出的电容器的电容量降低，电源和负载的电流纹波频率为开关频率的n倍，因此能够实现电源滤波器的小型化。关于电流纹波减少的效果，与实施方式1中说明的工作相同，并且能够得到相同的效果。

另外，本发明在其发明的范围内，能够自由组合各实施方式，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

在附图中，相同的附图标记表示具有相同或相当的结构、功能的部分。