用于功率转换器开关噪声管理的智能分组控制方法与流程

相关申请的交叉引用

本申请要求于2016年1月26日提交的美国临时申请第62/287,377号的权益。

本发明属于功率转换器领域，更具体地涉及用于通过使用组脉冲控制方法来改变由开关功率转换器发出的噪声的电路和技术。

背景技术：

反激开关功率转换器通常设置有移动设备，因为其变压器提供与ac电流的安全隔离。与所有开关功率转换器类似，反激包括功率开关晶体管，其由控制器控制以调节到负载的功率输送。功率开关的循环工作产生可影响移动设备的开关噪声。例如，移动设备通常包括对开关噪声变得越来越敏感的触摸屏。例如，用户现在可以在许多手机和平板电脑上操作触摸屏，即使戴着手套也没有问题。这种高灵敏度触摸屏和其它电子部件的缺点是这些部件的操作易受开关噪声的干扰。例如，感测触摸屏被触摸的位置涉及如下面详细描述的监视某些频带的触摸屏传感器。如果由开关功率转换器产生的电磁干扰(emi)在由触摸屏传感器监测的频带内，则触摸屏的性能可能被不期望地改变。应当理解，其它电气部件的性能也可能由于开关功率转换器产生的emi而被不期望地改变。

来自诸如反激的开关功率转换器的开关噪声的干扰由于用于提高效率的各种开关模式而恶化。具体地，通常在相对较重负载的时段期间使用脉宽调制(pwm)来使功率开关循环工作。在pwm操作期间，随着负载的减小，占空比(脉冲宽度)减小。但是随着负载继续减小，使用脉冲频率调制(pfm)来使功率开关循环工作是更有效的。在pfm操作期间(例如，从22khz到89khz)使用的各种开关频率使噪声在相对宽的频带上扩展，使得为触摸屏操作找到适当无噪声的频带可能有困难。

因此，需要控制由开关功率转换器产生的emi的频带。

技术实现要素：

在相对较重负载的脉宽调制(pwm)操作期间，开关频率保持恒定，使得开关噪声集中在开关频率及其谐频处。因此，在pmw操作期间相对简单地找到用于触摸屏操作(或其它噪声敏感过程的操作)的适当无噪声的频带。但是在开关功率转换器中在整个负载范围(从非常轻的负载到非常重的负载)上扩展pwm操作是不高效的。因此，通常在负载减小时转变到脉冲频率调制(pfm)操作。但是，由于改变的开关频率，这种向pfm操作的转变随后倾向于在不同频带上扩展开关噪声。

为了提供开关噪声管理，引入了组脉冲模式(gpm)，其中开关功率转换器可以在相对重的负载操作期间从pwm操作(或跨有限频带的pfm操作)转变到组控制模式。为了控制到组脉冲模式的转变，修改用于控制功率开关晶体管的循环工作的控制器，以便将控制电压与阈值进行比较。在这方面，在功率转换技术中公知的是，控制器响应于从反馈电压与参考电压的比较产生的控制电压。反馈电压从输出电压获得。例如，在反激式转换器中，可以在变压器复位时间从辅助绕组感测反馈电压。或者，可以通过光隔离器或在反激变压器的初级侧和次级侧之间的一些其它隔离装置来感测反馈电压。

控制器将反馈电压与参考电压进行比较以产生误差信号，然后可以例如通过环路滤波器对误差信号进行补偿以形成控制电压。控制器被配置为将控制电压与阈值进行比较以控制到组模式控制的转变。如果控制电压大于阈值，则控制器继续以常规方式在pwm(或pfm)模式下操作。但是如果控制电压小于阈值，则控制器转变到组脉冲模式。如名称所暗示的，当功率开关晶体管循环工作以产生一序列或一组脉冲(每个脉冲对应于每个周期中功率开关晶体管的导通时间期间)时，实现组脉冲模式。根据控制电压，改变每次突发脉冲的组的大小。例如，取决于控制电压的值，脉冲序列的大小可以从例如十五个脉冲变化到一个脉冲。如果控制电压下降到低阈值电压以下，则控制器从组脉冲模式转变到另一控制模式，例如pfm。因为直到相对轻的负载(对应于等于相对小的低阈值电压的控制电压)才发生到pfm的这种转变，所以所得的pfm操作在本文中被表示为“深”pfm(dpfm)操作。因此，组模式控制的控制电压范围从高阈值电压到低阈值电压。

高阈值电压和低阈值电压之间的控制电压范围可以被量化为多个组模式，例如15个组模式。最低组模式对应于脉冲序列内的最低脉冲数(例如，1)，并且从低阈值电压开始。随着控制电压增加，连续组模式中的脉冲数量连续增加。例如，随着组模式的每次增加，脉冲序列中的脉冲数目可以增加1。但是通过改变从一个组模式到另一个组模式的脉冲数量的功率控制不是很精细。因此，控制器被配置为还根据控制电压改变组周期(一个脉冲序列的周期)。以这种方式，获得作为跨各种组模式的控制电压的函数的线性功率输出。

所得到的组脉冲模式控制是非常有利的，因为如果采用传统的pfm操作，则控制电压范围可以对应于从例如约5khz至86khz的开关频率范围。这种传统的pfm操作是有效的，但是不期望地扩展了开关噪声。相反，用于组脉冲模式控制的开关噪声集中在用于pwm操作的开关频率(例如，86khz)及其谐频。因此，开关功率转换器在中等负载范围内享有常规pfm操作的效率，但具有更像pwm操作的噪声频谱。以这种方式，诸如触摸屏控制器的噪声敏感应用可以在组脉冲模式操作期间容易地找到适当的无噪声频带。

通过考虑下面的详细描述，可以更好地理解这些有利的特征。

附图说明

图1是根据本公开的一个方面的反激转换器的框图，该反激转换器包括配置成用于组脉冲模式控制的控制器。

图2示出了在控制器被配置成用于组脉冲模式控制时以及在控制器被配置成用于改进组脉冲模式控制(其中，对于每个组模式而言组周期保持为恒定)时的图1的反激转换器的输出功率，该输出功率是控制电压的函数。

图3a示出了根据本公开的一个方面的用于图1的控制器的、作为控制电压的函数的pwm模式、组模式和dpfm模式。

图3b示出了用于图3a的组模式的组周期。

图3c示出了用于图3a的操作模式的峰电流。

图4示出了根据本公开的一个方面的位于图1的控制器内的控制环路。

图5是根据本公开的一个方面的用于图1的控制器的示例性操作方法的流程图。

图6示出了根据本公开一个方面的作为控制电压的函数的开关模式，其中，组脉冲模式实施在操作的脉冲频率模式和操作的深脉冲频率模式之间。

图7示出了根据本公开一个方面的作为控制电压的函数的开关模式，其中，实施了两种组脉冲模式以用于不同的开关频率带。

通过参阅下文的详细说明将最佳地理解本公开的实施方式及其优势。应该意识到，类似的附图标记用于标识一个或多个附图中的类似元件。

具体实施方式

现在参考附图，图1示出了反激转换器100，该反激转换器100包括配置成用于组脉冲模式(gpm)控制的控制器105。控制器105控制功率开关晶体管(q4)的循环工作，例如其导通时间、关断时间以及开关频率，从而控制输送到负载的输出电压vout。当控制器105使功率开关晶体管q4循环工作至接通时，来自ac电源的整流输入电压(vin)驱动励磁电流通过变压器t1的初级绕组。然后，当通过功率开关晶体管q4的电流达到期望峰值电流时，控制器105可以使功率开关晶体管q4循环工作至关断。为了确定何时达到期望峰值电流，控制器105监测在传感电阻rs两端获得的电压isense，该传感电阻耦接在功率开关晶体管q4的源极(在q4为nmos的实施方式中)和接地之间。当isense达到期望峰值时，控制器105使功率开关晶体管q4开路。

控制器105包括反馈环路(将在下文进一步讨论)，该反馈环路响应于从输出电压vout感测的反馈电压而确定期望峰值电流。例如，控制器105可以监测通过分压器获得的反馈电压vsense，该分压器由串联耦接至变压器t1的辅助绕组的电阻r1和r2形成。当功率开关晶体管q4循环工作至关断时，通过励磁电流的积累而存储在变压器t1中的磁能通过具有穿过变压器t1的次级绕组的高次级电流的脉冲而释放。次级电流由二极管d1整流，并且利用输出电压vout对输出电容器c1进行充电。随后，次级电流在表示为变压器复位时间的时刻缓降到零。通过在变压器复位时间对反馈电压vsense进行采样，控制器105获得了与输出电压成比例的反馈电压。如本文进一步讨论的，控制器105通过比较反馈电压vsense和参考电压而生成误差电压。此外，控制器105通过对误差电压进行滤波而生成控制电压。控制器105被配置为确定控制电压是否位于控制电压范围(该范围从低阈值电压延续至高阈值电压)内，从而确定是否根据组控制模式来使功率开关晶体管q4循环工作。

高和低阈值电压之间的控制电压范围可以由多个控制电压范围阶跃来量化，每个电压范围阶跃对应于一种组模式。例如，在控制电压范围被分为15个大小相同的控制电压范围阶跃的实施方式中，将有15种对应的组模式，一种组模式用于一个控制电压范围阶跃(vc_step)。最低的组模式对应于脉冲序列中最低数量的脉冲(例如1)并且始于低阈值电压并且延伸跨越第一电压范围阶跃。随着控制电压增大，相继的组模式中的脉冲的数量也依次增大。例如，每次组模式递增时，脉冲序列中的脉冲的数量可以增加一个。但是通过将脉冲的数量从一种组模式变为另一种组模式而进行的功率控制是相对粗糙的。因此，如下文进一步解释的，控制器105还被配置为作为控制电压的函数来改变组周期(一个脉冲序列的期间)。在这种方式中，以各种组模式之间的控制电压的函数来获得线性功率输出。

最终的组脉冲模式控制是极为有利的，因为控制电压范围可能对应于从(例如)大约5khz至86khz的开关频率范围(如果转而使用常规pfm)。这种常规pfm操作是高效的，但是不合宜地扩展了开关噪声。相比之下，组脉冲模式控制的开关噪声集中于用于pwm操作的开关频率(例如，86khz)及其谐频。因此，开关功率转换器受益于在适度负载范围上的常规pfm操作的效率，但是具有更像pwm操作的噪声频谱。在这种方式中，对噪声敏感的应用(例如触摸屏控制)可以在组模式控制操作期间轻易地找出合适的无噪声带。

现在将讨论用于组脉冲模式控制的一些理论。如果低阈值电压vth由修正的低阈值电压vth’取代，数学运算被简化，其中低阈值电压vth’＝(vth–vc_step)。对于组模式，每个脉冲序列内的脉冲的数量可以表达为始于修正的低电压阈值的电压范围与电压范围阶跃的比率的整数函数。具体地，该比率的实值如下：

n_group_real(vc)＝(vc-vth′)/vc_step

其中，n_group_real(vc)是比率的实值，vc是控制电压，vth’是修正的低阈值电压，并且vc_step是电压范围阶跃。给定该实函数，给定组模式的脉冲序列内的脉冲的整数数量为：

其中，n_group(vc)是组模式中的脉冲序列的脉冲的整数数量，该组模式对应于包含控制电压(vc)的电流值的电压范围阶跃，并且floor(x)是取其辐角的最近整数值的函数。

在每个脉冲序列的突发组周期被定义为“tp_group”的情况下，作为控制电压vc的函数的反激转换器100的最终输出功率变为：

其中，lm是初级绕组的励磁电感，ip是峰值初级电流值，并且η是功率转换效率。如果突发组周期tp_group在所有的组模式之间保持恒定，则作为控制电压的函数的反激转换器100的输出功率将如图2的曲线200所示。从一种组模式将脉冲的数量增加一个而进行的输出功率的量化导致输出功率的不期望的步进。为了使输出功率是控制电压的线性函数，可以作为控制电压的函数来改变组周期，如下所示：

tp_group(vc)＝tp_group0×(n_group(vc)/n_group_real(vc))

其中，tp_group(vc)是作为控制电压的函数的组周期，并且tp_group0是恒定组周期值。对于给定的组模式，在相应电压范围阶跃上的控制电压的最小值处的组周期因此将始于tp_group0，并且随着控制电压的增大而减小。这可以看出作为控制电压的函数的输出功率(p(vc))为：

其中，p(vc)由图2中的线205表示，并且是控制电压的平滑线性函数。因此，组周期被改变以考虑原始功率函数200的不连续阶跃。

控制电压范围的示例性划分在图3a中示出。当控制电压vc高于高阈值电压(vhigh)时，控制器105被配置成以pwm模式操作。在pwm操作期间，开关频率相对较高，例如为86khz。因此，在pwm操作期间的开关噪声将集中于86khz及其谐频。当控制电压处于组模式控制电压范围(从低阈值电压(vth)至高阈值电压vhigh)内时，这种相同的开关频率用于组模式中的脉冲序列。在图3a所示的实施方式中，用于各个组模式的控制电压使得组模式控制范围被分为十五个控制电压阶跃。始于低阈值电压vth的第一控制电压阶跃对应于组模式1。组模式的范围为从组模式1至组模式15。与前一组模式相比，每个相继的组模式在其脉冲序列中具有多一个的脉冲。因此，组模式1的脉冲序列为一个脉冲长。组模式2的脉冲序列将为两个脉冲长，组模式3的脉冲序列为三个脉冲长，依此类推，从而最后的组模式15具有十五个脉冲长的脉冲序列。应该意识到，替代实施方式中，在组模式1中的初始脉冲的数量可以大于一个。

各个脉冲序列中的脉冲的开关频率可以与用于pwm操作(例如86khz)的开关频率相匹配。当控制电压下降到低阈值电压vth之下时，控制器105开始深pfm(dpfm)操作模式，其范围可以从起始脉冲频率(例如5.4khz)开始。由于控制电压从低阈值电压vth进一步减小，用于dpfm操作的脉冲频率朝着零下降。用于转变到dpfm模式中的起始脉冲频率等于默认组周期tp_group0的倒数。

再次参考gpm操作，用于各组模式的脉冲序列长度或每个脉冲序列内的脉冲的数量(n_group)也对应于组模式编号。例如，组模式15具有十五的脉冲序列长度，这是n_group的最大值(nmax)。因此，可以看出，高阈值电压vhigh＝低阈值电压vth+nmax*vc_step。

针对图3a的组模式，在图3b中示出了作为用于gpm操作的控制电压的函数的组周期tp_group。对于每个组模式，组周期在开始时(控制电压的最小值)始于tp_group0，并且随后减小。每个组模式的起始(默认)值tp_group0和组周期的最终值(控制电压的最大值)之间的差在最低组模式(组模式1)时是最大的，并且在最大组模式(组模式15)时是最小的。图3a中的dpfm操作、组模式操作和pwm操作的峰值电流(ip)在图3c中示出。对于dpfm和组模式操作而言，每个脉冲的峰值电流是恒定值，而在pwm操作期间，峰值电流作为控制电压的函数而线性地增大。

图4更详细地示出了用于控制器105控制环路。如结合反激转换器100讨论的，通过变压器和感测网络405来对输出电压vout进行采样，该变压器和感测网络405表示图1的变压器的辅助绕组以及分压器。控制器105包括传感器410，例如将反馈电压转换成数字化版本vfb_dig的模数转换器(adc)。比较器415将数字化的反馈电压vfb_dig与数字参考电压vref相比较，以产生数字误差信号verr。应该意识到，在控制器105是模拟版本的替代实施方式中，比较器415可以由误差放大器替换。通过环路滤波器420来处理误差信号verr以产生控制电压420。不管反馈电压的处理是数字的还是模拟的，控制电压都是模拟电压，如结合图3a讨论的那样。如上所述，环路控制电路425确定脉冲序列数量n_group(vc)以及组周期tp_group(vc)。随后，控制器105利用脉冲的脉冲序列数量在由功率变换处理430所表示的组周期内使功率开关晶体管105循环工作。取决于变压器t1和由输出滤波器435所表示的输出级的电性质，反激转换器产生输出电压vout。

图5示出了控制器105的操作方法的流程图。该方法在控制电压大于高阈值电压vhigh的情况下开始，如前所述，该高阈值电压等于低阈值电压vth和(nmax)*vc_step之和，从而控制器在初始步骤500期间以pwm模式操作。功率开关晶体管q4的每个循环中的导通时间(ton)被给定为默认导通时间ton0与控制电压vc的脉冲宽度控制函数(fpwm)之积。每个功率开关循环具有tp0的固定周期。在步骤505中，控制器105确定控制电压是否已经下降到高阈值电压vhigh之下。注意，确定控制电压是否小于高阈值电压vhigh等同于确定控制电压是否小于修正的低阈值电压vth’与(nmax+1)和vc_step的积之和。如果步骤505中的确定是否定的，则继续以pwm模式进行操作(步骤400)。如果步骤505中的确定是肯定的，则在步骤510中，开始组模式控制。

在组模式控制期间，脉冲序列的每个循环的开关频率由在pwm操作期间使用的固定周期tp0给出。脉冲序列内的每个脉冲的导通时间为默认值ton0。基于控制电压，控制器104确定脉冲序列数量n_group(组模式)，同时还确定组周期tp_group。

在步骤515中确定控制电压下降到低阈值电压vth之下时，在步骤520中，控制器开始dpfm操作。在dpfm操作期间的开关频率的周期由tp_group0与控制电压的dpfm函数(fdpwm)之积给出。每个周期内的导通时间是默认导通时间ton0。

下表列出了用于pwm、组模式控制和dpfm操作模式的实施方式所使用的参数，其中，fmax是pwm操作模式的开关频率。

与从pwm操作模式转变到组模式控制不同，可以转而从pfm操作模式开始转变，如图6所示。在这种实施方式中，控制器105可以利用下述参数来操作：

在又一种替代实施方式中，控制器105可以配置成实施多种组脉冲模式，如图7所示。应该进一步意识到，如本文所述，在某些频率带(例如图7的频率带a和b)周围可以选择gpm模式，以在这些频率带周围提供emi管理。

现在，本领域技术人员将意识到，取决于当前特定的应用，可以在本公开的材料、装置、配置和设备的使用方法中(或对它们)进行诸多改进、替换和改变，而不脱离本公开的范围。鉴于这点，本公开的范围不应该被限制于本文所示出和描述的特定实施方式的范围，这是因为这些实施方式仅仅是通过其一些实例来展示本公开，本公开的范围应该与随附权利要求及其功能性等价物的范围完全相当。