一种半导体器件、控制方法以及变流器与流程

本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种半导体器件、控制方法以及变流器。

背景技术：

变流器作为电能转化的核心环节，广泛应用于各种电气设备中，实现交流电(英文：alternatingcurrent，简称：ac)/直流电(英文：directcurrent，简称：dc)、ac/ac、dc/dc、dc/ac间的能量转换。为了提高变流器的功率密度，降低设备的重量和体积，金属氧化物半导体场效应管(英文：metal-oxidesemiconductorfield-effecttransistor，简称：mosfet)和绝缘栅双极型晶体管(英文：insulatedgatebipolartransistor，简称：igbt)由于开关频率高、开关损耗低，在变流器中得到广泛利用。

在变流器中，二极管通常跟mosfet、igbt等主动型半导体器件构成换流桥臂，实现负载电流的续流。硅基二极管加工工艺成熟，可靠性高，广泛应用在各种变流器中，但硅材料击穿场强低，高压硅基二极管中通过引入p-i-n结构以增加器件的击穿电压，而p-i-n型二极管在前向通流期间会在漂移区存储少子电荷，该部分电荷会在器件关断瞬间产生反向恢复电流，在器件本身上导致严重的电压应力和开关损耗，同时互补器件的开关损耗也相应增加。随着宽禁带材料的快速发展，碳化硅肖特基二极管可实现高电压，并且不存在反向恢复电流，可大幅度降低器件的开关损耗及电压应力，进而可提升变流器性能。但相比硅基二极管，碳化硅二极管前向导通压降大，尤其在高温大电流时，如图1(a)所示。图1(a)中曲线显示，在高温大电流下，硅基二极管前向导通压降有所下降，而碳化硅肖特基二极管的前向导通压降明显增加，导致变流器的导通损耗增加。同时，当前阶段，碳化硅二极管的成本还远高于硅基二极管，若大量采用碳化硅二极管，产品的成本相应增加，从而降低产品的市场竞争力。

mosfet和igbt作为主动型开关器件，广泛地应用在高功率密度变流器中，但相比igbt，mosfet为多子器件，不存在少子注入现象，因此开关速度快，开关频率高，但通流能力差，通态压降高，不适合大功率应用。另一方面，mosfet存在反并的体二极管，但高压mosfet的体二极管反向恢复性能差，利用该体二极管续流时可造成严重的反向恢复损耗，甚至导致器件本身和互补器件过流损坏。因此，mosfet常应用在高频中小功率的变流器中。为了消除mosfet体二极管的反向恢复问题，目前常用的技术如图1(b)所示，即在mosfet通流支路中增加低压二极管fwd2以阻断mosfet体二极管d1的导通，并在mosfet和fwd2串联结构的两端反向并联快恢复二极管fwd1以构成续流回路。由于二极管fwd1的反向恢复特性远优于mosfet的体二极管d1，从而可大幅度降低器件的反向恢复问题。

为了满足高压大功率的应用需求，igbt在功率mosfet的基础上，通过改进器件结构，引入了少子注入效应，大幅度降低了器件的导通压降，增加了器件的通流能力。但由于器件前向导通时增加了pn结，器件存在导通阈值电压vonth，如图1(c)所示。该阈值电压vonth会增加变流器的功率损耗，不利于优化变流器效率。另一方面，器件的少子注入效应降低了器件的开关速度，并导致igbt关断时存在拖尾电流，增加了器件的关断损耗。因此igbt常应用在大功率中低频的变流器中，如ups、大功率电机驱动等。相比mosfet，igbt开关频率低、开关损耗大，基于igbt的变流器通常功率密度低，无法满足变流器小型化的需求。虽然有电力电子工作者提出通过mosfet和igbt的混合并联降低器件的导通损耗和开关损耗，如图1(d)所示，但mosfet和igbt简单的并联无法克服mosfet体二极管的反向恢复问题。mosfet和igbt的混合并联仍有很大的提升空间。

综上所述，宽禁带材料肖特基二极管无反向恢复电流，但前向导通压降大、成本高，不利于降低变流器的导通损耗和成本。mosfet开关频率高，但通流能力低，体二极管反向恢复特性差，而igbt导通压降低，但开关损耗大，开关频率低，单独采用或简单的并联无法综合各自器件的优势，降低变流器损耗，提升变流器性能。因此在利用当前功率半导体器件的前提下，亟需一种可降低器件损耗、提升变流器开关频率的解决方法，以进一步降低变流器体积，提升变流器功率密度，开展相关工作的研究具有重要的工程应用价值和市场价值。

技术实现要素：

本申请提供了一种半导体器件、控制方法以及变流器，能够降低器件的损耗，从而提升变流器的性能。

本申请的第一方面提供了一种半导体器件，应用在功率变流器中，该功率变流器包括控制设备和该半导体器件；该半导体器件包括低压开关器件、第一二极管以及第二二极管；该低压开关器件和该第一二极管构成串联结构；该第二二极管并联在该低压开关器件和该第一二极管构成的串联结构的两端，该第一二极管和该第二二极管的通流方向一致。

第一二极管和第二二极管通流方向一致，当所述半导体器件处于导通状态时，所述控制设备控制所述低压开关器件导通，利用所述第一二极管和所述第二二极管同时续流，以降低所述半导体器件的导通压降。而换流过程中，当所述半导体器件关断时，所述控制设备控制所述低压开关器件提前预设时间关断，从而将负载电流全部转移到所述第二二极管中，利用所述第二二极管和互补器件实现换流，以降低所述半导体器件的反向恢复电流。由于所述第一二极管为低导通压降二极管，所述第二二极管为低反向恢复二极管，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管和第二二极管的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化。

在本申请第一方面的一个实施例中，所述低压开关器件包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

其中，该低压的mosfet可采用低压的n型mosfet或低压的p型mosfet，第一二极管二极管可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管可采用碳化硅肖特基二极管。由于硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断低压开关器件，将负载电流换流到第二二极管中，利用第二二极管和互补器件实现换流。由于第二二极管为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。通常情况下，可适当增加第一二极管的容量，利用该二极管实现通流，而第二二极管通流时间短，成本高，可减小其配置容量，进而降低成本。实际应用中，可合理优化第一二极管和第二二极管的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管亦可采用硅基低反向恢复二极管。

本申请的第二方面提供了一种控制方法，用于控制半导体器件的开关时序，所述半导体器件用于跟功率开关器件(互补器件)构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序；

所述半导体器件包括低压开关器件、第一二极管以及第二二极管；

所述低压开关器件和所述第一二极管构成串联结构；

所述第二二极管并联在所述低压开关器件和所述第一二极管构成的串联结构的两端；

所述第一二极管和所述第二二极管的通流方向一致；

所述第一二极管为低导通压降二极管，所述第二二极管为低反向恢复二极管；

所述控制方法包括：

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通时刻提前时间td2关断；

所述延迟时间td1和所述提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定。

在本申请第二方面的一个实施例中，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的导通时间。

在本申请第二方面的一个实施例中，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

本申请的第三方面提供了一种半导体器件，所述半导体器件用于跟功率开关器件构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序；所述半导体器件包括低压开关器件、绝缘栅双极型晶体管igbt、第一二极管以及第二二极管；该低压开关器件和该igbt构成串联结构；该第一二极管反向并联在该igbt的两端；该第二反向二极管并联在该低压开关器件和该igbt构成的串联结构的两端；该第一二极管和该第二二极管的通流方向一致。

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通前提前时间td2关断；

所述延迟时间td1和所述提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定；

其中，所述第一二极管为低导通压降二极管，所述第二二极管为低反向恢复二极管。

在本申请第三方面的一个实施例中，所述低压开关器件包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

其中，该igbt为高压器件，可承受高电压和控制前向通流。该低压开关器件可采用低压的mosfet，所述低压的mosfet为低压的n型mosfet或低压的p型mosfet。第一二极管二极管可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管可采用碳化硅肖特基二极管。mosfet采用低压mosfet，导通电阻低，可降低器件的导通损耗。硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断低压开关器件，将负载电流换流到第二二极管中，利用第二二极管和互补器件实现换流。由于第二二极管为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管和第二二极管的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管亦可采用硅基低反向恢复二极管。

在本申请第三方面的一个实施例中，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的导通时间。

在本申请第三方面的一个实施例中，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

本申请的第四方面提供了一种半导体器件，所述半导体器件用于跟功率开关器件构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序；所述半导体器件包括低压开关器件、绝缘栅双极型晶体管igbt、第一二极管以及第二二极管；该低压开关器件和该第一二极管构成串联结构；该igbt并联在该低压开关器件和该第一二极管构成的串联结构的两端；该第二二极管并联在该低压开关器件和该第一二极管构成的串联结构的两端；该第一二极管和该第二二极管的通流方向一致。

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通前提前时间td2关断；

所述延迟时间td1和提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定；

其中，所述第一二极管为低导通压降二极管，所述第二二极管为低反向恢复二极管。

在本申请第四方面的一个实施例中，所述低压开关器件包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

其中该igbt为高压器件，可承受高电压和控制前向通流。该低压开关器件可采用n型低压mosfet，或者采用p型低压mosfet，以降低器件的导通损耗。第一续流二极管二极管可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管可采用碳化硅肖特基二极管。由于硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断低压开关器件，将负载电流换流到第二二极管中，利用第二二极管和互补器件实现换流。由于第二二极管为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管和第二二极管的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管亦可采用硅基低反向恢复二极管。相比第三方面提出的半导体器件，该半导体器件igbt通流支路中无低压mosfet，可降低通流损耗。

在本申请第四方面的一个实施例中，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的开通时间。

在本申请第四方面的一个实施例中，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

本申请的第五方面提供了一种半导体器件，该半导体器件包括低压开关器件、金属氧化物半导体场效应管mosfet、绝缘栅双极型晶体管igbt以及二极管；其中，低压开关器件和mosfet构成串联结构，该igbt则并联在该低压开关器件和该mosfet构成的串联结构的两端；该二极管反向并联在该低压开关器件和该mosfet构成的串联结构的两端。该低压开关器件、该mosfet和该igbt可采用相同或者不同的驱动信号。上述结构的半导体器件通过利用mosfet的快速开关特性降低igbt的开关损耗，而利用低压开关器件的反向阻断能力，使得负载电流通过反并的快恢复二极管续流，减少了mosfet体二极管的反向恢复电流，进而降低了器件的开关损耗。另一方面，mosfet不存在导通阈值电压问题，在低电流时，采用mosfet通流可降低半导体器件的导通压降，而大电流时，igbt导通压降低，可降低器件损耗，从而提升变流器的性能。

其中，所述mosfet为高压mosfet，igbt和二极管电压等级跟mosfet相同，进而实现高压开关，而低压开关器件采用低压器件可降低导通损耗。

在一种可能的实现方式中，该低压开关器件、该mosfet和该igbt均为n型结构。

本申请的第六方面提供了一种半导体器件，该半导体器件包括低压开关器件、金属氧化物半导体场效应管mosfet、绝缘栅双极型晶体管igbt以及二极管；该低压开关器件和该mosfet构成串联结构；该igbt并联在该mosfet的两端；该二极管反向并联在该mosfet和该低压开关器件构成的串联结构的两端。该mosfet、低压开关器件和该igbt采用相同或者不同的驱动信号。该改进型的半导体器件通过利用mosfet的快速开关特性降低igbt的开关损耗，而利用低压开关器件的反向阻断能力，使得负载电流通过反并的快恢复续流二极管续流，减少了mosfet体二极管的反向恢复电流，进而降低了器件的开关损耗。另一方面，由于mosfet不存在导通阈值电压问题，因此在低电流时，采用mosfet通流可降低半导体器件的导通压降，而大电流时，igbt导通压降低，可降低器件损耗，从而提升变流器的性能。且该结构中的mosfet的源极、低压开关器件的源极和igbt的发射极连接到同一节点上，使得有源器件可共用一个驱动电源。该实现方式通过改进器件布局可实现有源器件共驱动电源，可降低驱动电路复杂程度，简化驱动。

其中，该mosfet为高压mosfet，igbt和二极管电压等级跟第一mosfet相同，进而实现高压开关，而低压开关器件采用低压器件可降低导通损耗。

在一种可能的实现方式中，该低压开关器件、该mosfet和该igbt均为n型结构。

本申请的第七方面提供了一种变流器，该变流器包括电源、电感组、电容组、负载以及至少一个如上述第一方面、第三方面至第六方面提供的任意一种半导体器件。

附图说明

图1(a)为现有技术中硅基二极管和碳化硅肖特基二极管前向导通特性对比示意图；

图1(b)为现有技术所提供的半导体器件的一个结构示意图；

图1(c)为现有技术中的igbt和mosfet前向导通特性对比示意图；

图1(d)为现有技术中的半导体器件的一个结构示意图；

图2为本申请所提供的半导体器件的一个结构示意图；

图3为本申请所提供的半导体器件的一个电流波形图；

图4为基于本申请所提供的半导体器件的一个半桥电路示意图；

图5(a)为本申请提供的控制方法的一个时序示意图；

图5(b)为本申请提供的基于所提控制方法的一个波形示意图；

图5(c)为本申请提供的一个低压器件电压应力分析图；

图6(a)为本申请提供的控制方法的另一个时序示意图；

图6(b)为本申请提供的基于所提控制方法的另一波形示意图；

图7为本申请所提供的半导体器件的另一结构示意图；

图8为本申请所提供的半导体器件的另一结构示意图；

图9(a)为本申请提供的改进型igbt的一个桥式电路示意图；

图9(b)为本申请提供的改进型igbt的另一桥式电路示意图；

图10(a)为本申请提供的针对改进型igbt的桥式电路的一个控制时序图；

图10(b)为本申请提供的针对改进型igbt的桥式电路在极限工况下的一个控制时序图；

图11为本申请所提供的半导体器件的另一结构示意图；

图12为本申请所提供的半导体器件的另一结构示意图；

图13为本申请所提供的半导体器件的一个电流波形图；

图14为传统boost升压电路的一个结构示意图；

图15(a)为基于本申请所提供的半导体器件的两电平boost升压电路的一个结构示意图；

图15(b)为基于本申请所提供的半导体器件的飞跨电容boost升压电路的一个结构示意图；

图16为传统三相全桥逆变电路的一个结构示意图；

图17为基于本申请所提供的半导体器件的三相全桥逆变电路的一个结构示意图。

具体实施方式

本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。

本申请提供的半导体器件在尽量不增加成本和电路复杂性的情况下，综合利用mosfet、igbt、硅基二极管、宽禁带二极管各自的优点，解决二极管反向恢复、宽禁带二极管前向压降高、igbt拖尾电流的问题，降低半导体器件上的损耗，提高变流器的开关频率，进而提高变流器功率密度。

图2所示为本申请提供的一种半导体器件，应用在功率变流器中，所述功率变流器包括控制设备和所述半导体器件，该半导体器件包括：

低压开关器件202、第一二极管204以及第二二极管206；

所述低压开关器件202和所述第一二极管204构成串联结构；

所述第二二极管206并联在所述低压开关器件202和所述第一二极管204构成的串联结构的两端；

所述第一二极管204和所述第二二极管206的通流方向一致；

当所述半导体器件处于导通状态时，所述控制设备控制所述低压开关器件202导通，利用所述第一二极管204和所述第二二极管206续流；

当所述半导体器件关断时，所述控制设备控制所述低压开关器件202提前关断，使得负载电流转移到所述第二二极管206中以通过所述第二二极管206换流。

其中，所述第一二极管204为低导通压降二极管，所述第二二极管206为低反向恢复二极管。

图2所示方案中，所述第一二极管204和所述第二二极管206通流方向一致，当所述半导体器件处于导通状态时，所述控制设备控制所述低压开关器件202导通，利用所述第一二极管204和所述第二二极管206同时续流，以降低所述半导体器件的导通压降。而换流过程中，当所述半导体器件关断时，所述控制设备控制所述低压开关器件202提前预设时间关断，从而将负载电流全部转移到所述第二二极管206中，利用所述第二二极管206和互补器件实现换流，以降低所述半导体器件的反向恢复电流。由于所述第一二极管204为低导通压降二极管，所述第二二极管206为低反向恢复二极管，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管204和第二二极管206的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化。

所述低压开关器件202包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

实际应用中，所述低压的mosfet可采用低压的n型mosfet或低压的p型mosfet，第一二极管二极管204可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管206可采用碳化硅肖特基二极管。由于硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管204续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断mosfet，将负载电流换流到第二二极管206中，利用第二二极管206和互补器件实现换流，如图3所示，其中td2为mosfet的提前关断时间，可由控制器根据器件特性进行调节。由于第二二极管206为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。通常情况下，可适当增加第一二极管204的容量，利用该二极管实现通流，而第二二极管206通流时间短，成本高，可减小其配置容量，进而降低成本。实际应用中，可合理优化第一二极管204和第二二极管206的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管206亦可采用硅基低反向恢复二极管。

本申请的还提供了一种控制方法，用于控制半导体器件的开关时序，所述半导体器件用于跟功率开关器件构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序；

所述半导体器件包括低压开关器件、第一二极管以及第二二极管；

所述低压开关器件和所述第一二极管构成串联结构；

所述第二二极管并联在所述低压开关器件和所述第一二极管构成的串联结构的两端；

所述第一二极管和所述第二二极管的通流方向一致；

所述第一二极管为低导通压降二极管，所述第二二极管为低反向恢复二极管；所述控制方法包括：

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件在所述功率开关器件开通时刻提前时间td2关断；

其中，所述延迟时间td1和所述提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定。

可选的，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的开通时间。

可选的，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

图4所示为所述半导体器件跟功率开关器件构成的桥式电路。图5(a)所示为针对图4所示桥式电路的第一种控制策略。该控制策略下，低压开关器件mos1在功率开关器件q1关断后，延迟时间td1开通，在功率开关器件q1开通前，提前时间td2关断。td1和td2可根据电路工作状态和电路特性进行单独设置，但td1和td2的总时间不会大于q1的关断时间toff。通常情况下，td1和td2需尽量低，使负载电流在多数时间内通过d1续流，由于d1压降低，变流器的损耗较低。

图5(b)所示为图4所示电路在本申请所提第一种控制策略下的主要波形图。其中vg_q1、vg_mos1分别为功率开关器件q1和低压开关器件mos1的门极信号。vq1和vd2分别为q1和d2两端的电压，vmos1为mos1两端的电压。iq1和id分别为q1和混合二极管支路的电流。id1和id2分别为d1和d2支路的电流。图5(b)中波形显示，在图5(a)所示的控制策略下，低压开关器件mos1两端在功率开关器件q1关断后存在严重的电压应力，这是由于二极管d1的结电容放电造成，详见图5(c)。为了满足电压应力的需求，低压开关器件mos1必须选用高压器件，而高压器件通常导通电阻大，会增加变流器中的导通损耗，不利于提升变流器性能。另一方面，基于图5(a)所示控制策略，在时间间隔td1内，所有的电感电流会通过d2通流，而二极管d2虽然反向恢复特性好，但导通压降高，所有电流通过d2会增加导通损耗。

为了解决低压开关器件mos1的电压应力问题，同时降低变流器的损耗，图6(a)所示为本申请中提出的第二种控制策略。该控制策略下，低压开关器件mos1在功率开关器件q1开通后，延迟一段时间td1开通，但要早于q1的关断时刻，极限情况是在q1关断时刻开通mos1。低压开关器件mos1的关断时序跟图5(a)相同，即在功率开关器件q1开通前，提前一段时间td2关断。td1和td2可根据电路工作状态和电路特性进行单独设置，但td1的极限时间不大于q1的导通时间ton，td2的极限时间不大于q1的关断时间toff。

图6(b)所示为图4所示电路在本申请所提第二种控制策略下的主要波形图。其中vg_q1、vg_mos1分别为功率开关器件q1和低压开关器件mos1的门极信号。vq1和vd2分别为q1和d2两端的电压，vmos1为mos1两端的电压。iq1和id分别为q1和混合二极管支路的电流。id1和id2分别为d1和d2支路的电流。图6(b)中波形显示，在图6(a)所示的控制策略下，低压开关器件mos1两端在功率开关器件q1关断后无任何电压应力，这是由于二极管d1结电容co1放电时，mos1已处于导通状态，电容co3上不存在充电过程。通过图6(b)所提控制策略，低压器件mos1可选用低压器件，导通电阻小，导通损耗低。另一方面，基于图6(a)所示控制策略，在q1关断后，电感电流会同时换流到d1和d2中，有利于降低导通损耗。

通过本申请所提控制策略可有效解决混合二极管中低压开关器件的电压应力问题，同时降低变流器中功率半导体器件的损耗，进而提升变流器的性能。

图7所示，为本申请提供的另一半导体器件，所述半导体器件用于跟功率开关器件构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序；该半导体器件包括：

低压开关器件702、绝缘栅双极型晶体管igbt704、第一二极管706以及第二二极管708；

所述低压开关器件702和所述igbt704构成串联结构；

所述第一二极管706反向并联在所述igbt704的两端；

所述第二二极管708反向并联在所述低压开关器件702和所述igbt704构成的串联结构的两端；

所述第一二极管706和所述第二二极管708的通流方向一致。

所述低压开关器件702在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件702在所述功率开关器件开通前提前时间td2关断；

所述延迟时间td1和所述提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定；

其中，所述第一二极管706为低导通压降二极管，所述第二二极管708为低反向恢复二极管。

可选的，所述低压开关器件702包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

可选的，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的开通时间。

可选的，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

图7所示方案中所述第一二极管706和所述第二二极管708通流方向一致，因此可利用第一二极管706续流，降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断低压开关器件702，将负载电流换流到第二二极管708中，利用第二二极管708和互补器件实现换流，由于第二二极管708反向恢复电流低，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管706和第二二极管708的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化。

在实际应用中，图7所示的igbt704为高压器件，以承受阻断电压和控制前向通流。其中，低压开关器件702可采用低压的mosfet，具体可采用低压的n型mosfet或低压的p型mosfet。第一二极管二极管706可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管708可采用碳化硅肖特基二极管。由于硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管706续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断mosfet，将负载电流换流到第二二极管708中，利用第二二极管708和互补器件实现换流，由于第二二极管708为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管706和第二二极管708的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管亦可采用硅基低反向恢复二极管。

在图7所示半导体器件的基础上，本申请还提出了一种改进型的半导体器件，如图8所示，所述半导体器件用于跟功率开关器件构成桥式电路，并通过控制器控制驱动时序。

图8所示半导体器件包括：

低压开关器件802、绝缘栅双极型晶体管igbt804、第一二极管806以及第二二极管808；

所述低压开关器件802和所述第一二极管806构成串联结构；

所述igbt804并联在所述低压开关器件802和所述第一二极管806构成的串联结构的两端；

所述第二二极管808反向并联在所述低压开关器件802和所述第一二极管806构成的串联结构的两端；

所述第一二极管806和所述第二二极管808的通流方向一致。

所述低压开关器件802在所述功率开关器件开通后延迟时间td1开通；

所述低压开关器件802在所述功率开关器件开通前提前时间td2关断；

所述延迟时间td1和提前时间td2由所述控制器根据器件特性和电路工作状态单独设定；

其中，所述第一二极管806为低导通压降二极管，所述第二二极管808为低反向恢复二极管。

可选的，图8中，所述延迟时间td1的最大时间不大于所述功率开关器件的导通时间。

可选的，图8中，所述提前时间td2的最大时间不大于所述功率开关器件的关断时间。

所述低压开关器件802包括低压的场效应晶体管fet、低压的结型场效应晶体管jfet、或低压的金属氧化物场效应晶体mosfet。

实际应用中，图8所提供的半导体器件中，所述低压的mosfet可采用低压的n型mosfet或低压的p型mosfet，第一二极管二极管806可采用硅基p-i-n型二极管，而第二二极管808可采用碳化硅肖特基二极管。由于硅基p-i-n二极管的前向导通压降低于碳化硅肖特基二极管的导通压降，因此利用第一二极管806续流，可降低器件的导通损耗，而换流过程中，提前关断低压mosfet，将负载电流换流到第二二极管808中，利用第二二极管808和互补器件实现换流，由于第二二极管808为肖特基二极管，无反向恢复电流，可大幅降低器件的开关损耗。实际应用中，可合理优化第一二极管806和第二二极管808的容量配置，以实现器件导通特性、开关特性和成本的最优化，同时第二二极管808亦可采用硅基低反向恢复二极管。相比图7所示半导体器件，图8所示半导体器件中igbt804通流支路中无低压mosfet，可进一步降低通流损耗。

基于改进型igbt结构的桥式结构如图9(a)或9(b)所示。图10(a)所示为本申请基于图9(a)所示改进型igbt结构的桥式结构所提控制时序图。图10(b)所示为本申请基于图9(b)所示改进型igbt结构的桥式结构所提控制时序图。其中td1～td6分别为不同的时间延迟。在桥臂电路中，上下管之间通常互补驱动，即igbth和igbtl之间互补驱动，但为防止桥臂直通造成器件损坏，实际控制中在igbth和igbtl的驱动信号之间会增加一定的死区时间，即图10(a)或图10(b)中的td3和td6，两个死区时间可单独设置。

以igbth关断、igbtl开通介绍本发明中所提驱动策略。在igbtl开通时，提前一段时间td2关断mosh，而在igbtl开通前td3时刻时关断igbth。td2和td3的时间可根据器件特性和电路工作情况单独设定。在td2时间内，若负载电流跟图9(a)或9(b)中电流方向相同，则负载电流会换流到fwd2h中，在下管igbtl开通时，由于fwd2h的反向恢复特性好，会大幅度降低半导体器件的开关损耗。在下管igbtl开通后一段时间td1时，开通mosh。当igbtl关断时，负载电流从下管换流到上管时，低压器件mosh上不存在反向充电，因此不会出现电压尖峰。时间延迟td1的极限工况是mosh在igbtl关断时开通，如图10(b)所示。下管mosl的动作时序跟上管mosh一致，但延迟时间td4～td6可单独设置。

通过本申请所提控制策略可解决本申请所提供的半导体器件或改进igbt结构中的低压开关器件的电压应力问题，同时降低器件损耗。

图11所示为本申请提供的另一种半导体器件，该半导体器件包括：

金属氧化物半导体场效应管mosfet1102、低压开关器件1104、绝缘栅双极型晶体管igbt1106以及二极管1108；

所述mosfet1102和所述低压开关器件1104构成串联结构；

所述igbt1106并联在所述mosfet1102和所述低压开关器件1104构成的串联结构的两端；

所述二极管1108反向并联在所述mosfet1102和所述低压开关器件1104构成的串联结构的两端。

其中，所述mosfet1102、所述低压开关器件1104和所述igbt1106采用相同或者不同的驱动信号。

需要说明的是，图11所示的结构中，mosfet1102和低压开关器件1104串联后，跟igbt1106和二极管1108并联使用。其中，mosfet1102为高压mosfet，低压开关器件1104可为低压mosfet，igbt1106和二极管1108电压等级跟mosfet1102相同，进而实现高压开关，而低压开关器件选用低压器件有利于降低导通损耗。

可选的，所述mosfet1102、所述低压开关器件1104、所述igbt1106均为n型结构。

图11所示结构的半导体器件通过利用mosfet的快速开关特性降低igbt的开关损耗，而利用低压开关器件1104的反向阻断能力，使得负载电流通过反并的快恢复二极管1108续流，减少了mosfet1102体二极管的反向恢复电流，进而降低了器件的开关损耗。另一方面，mosfet不存在导通阈值电压问题，在低电流时，采用mosfet通流可降低半导体器件的导通压降，而大电流时，igbt导通压降低，可降低器件损耗，从而提升变流器的性能。

本申请还提供了一种半导体器件，如图12所示，该半导体器件包括：

金属氧化物半导体场效应管mosfet1202、低压开关器件1204、绝缘栅双极型晶体管igbt1206以及二极管1208；

所述mosfet1202和所述低压开关器件1204构成串联结构；

所述igbt1206并联在所述mosfet1202的两端；

所述二极管1208并联在所述mosfet1202和所述低压开关器件1204构成的串联结构的两端。

其中，所述mosfet1202、所述低压开关器件1204和所述igbt1206采用相同或者不同的驱动信号。

需要说明的是，图12所示结构为图11所示结构的改进结构。其中，mosfet1202为高压mosfet，低压开关器件1204可为低压mosfet，igbt1206和二极管1208电压等级跟mosfet1202相同，进而实现高压开关。可选的，所述mosfet1202、所述低压开关器件1104、所述igbt1206均为n型结构。

图12所示结构的半导体器件通过利用mosfet的快速开关特性降低igbt的开关损耗，而利用低压开关器件1204的反向阻断能力，使得负载电流通过反并的快恢复二极管1208续流，减少了mosfet1202体二极管的反向恢复电流，进而降低了器件的开关损耗。另一方面，由于mosfet不存在导通阈值电压问题，因此在低电流时，采用mosfet通流可降低半导体器件的导通压降，而大电流时，igbt导通压降低，可降低器件损耗，从而提升变流器的性能。

相对于图11所示的半导体器件结构，图12所示结构中的mosfet1202的源极、低压开关器件1204的源极和igbt1206的发射极连接到同一节点上，使得有源器件可共用一个驱动电源。通过图12所示的改进器件布局可实现有源器件共驱动电源，可降低驱动电路复杂程度，简化驱动。

图11、图12所涉及的半导体器件可采用同步驱动，亦可采用分时驱动技术。为了降低igbt拖尾电流导致的关断损耗，本申请所涉及的半导体器件可通过采用分时驱动技术降低开关损耗。在关断各器件前，可通过调节mosfet和igbt的驱动延迟时间td，如图13所示，消除igbt关断时的拖尾电流。例如，可提前时间td(大小根据需要设定)关断igbt，将igbt电流换流到mosfet支路中，再关断mosfet和低压开关器件，可减少igbt的关断损耗。

本申请所示方案中仅给出了各器件利用的示意图，实际应用中为了满足大功率变换的需求，可通过并联元器件增加器件的通流能力，其中各器件的并联数量由变流器的功率和单个器件的容量决定，同时各器件的并联数量可彼此不等。

变流器作为光伏并网系统、ups、电机驱动等设备中的关键环节，直接决定设备的整体性能。大功率变流器中，igbt得到广泛应用，但相比mosfet，igbt开关损耗高，开关频率低，限制了变流器的功率密度。利用本申请提供的半导体器件替代igbt，可综合利用igbt、mosfet、硅基二极管、宽禁带二极管的优点，提高变流器的频率，同时提升变流器性能。

本申请提供的半导体器件为混合型功率器件，所应用的变流器可以为ac/dc、ac/ac、dc/dc、dc/ac变流器，如ups、pfc、光伏逆变器、电机驱动等。

图15所示为基于本申请所提供的半导体器件的一个变流器的拓扑结构示意图。图14所示为传统的boost升压电路，为了降低硅二极管造成的开关损耗和器件的电压应力，图14中所示二极管d1通常采用碳化硅二极管取代硅二极管，但如图1中所示，碳化硅二极管压降高，尤其是在高结温下，高压降必然导致高导通损耗，不利于降低变流器的整机损耗。

图15所示为基于本申请所提供的半导体器件的一个变流器的拓扑结构示意图。图15(a)所示电路为本申请所提供的基于图2实施例的半导体器件的boost升压电路，图15(b)所示电路为本申请所提供的基于图2实施例的半导体器件的飞跨电容boost升压电路。

图16所示传统的三相全桥逆变电路。图17所示为基于本申请所提供的半导体器件的一个变流器的拓扑结构示意图。

图17所示的变流器包括直流源、若干个图12所示实施例提供的半导体器件，以及与该若干个半导体器件配套使用的电感组、电容组和交流源。

图17所示的变流器综合利用了mosfet开关损耗低、低电流下mosfet导通压降低、大电流下igbt导通压降低的特点，拟降低变流器的损耗，提升变流器性能。

在变流器中，半导体器件通常组成桥式结构实现换流。为了防止桥臂中上、下管直通造成器件过流损坏，同一桥臂中器件互补驱动时需加入必要的死区时间，因此当器件反向通流时，可控制本申请所提供的半导体器件中的mosfet工作于反向阻断状态或工作于同步整流状态。其中，同步整流状态是指mosfet可工作在反向通流状态下，该状态下mosfet导通压降低于二极管整流压降，可降低器件上的导通损耗。在死区时间内关断mosfet，由于图12实施例所提供的半导体器件中，低压开关器件反向阻断，负载电流通过反并的快恢复二极管续流，mosfet的体二极管不会造成反向恢复问题，克服了现有技术的不足。在非死区时间内，开通mosfet，此时mosfet工作于同步整流状态，可降低通态损耗。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必需的。

在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络设备上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部设备来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来。该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：通用串行总线闪存盘(英文：usbflashdisk)、移动硬盘、只读存储器(英文：read-onlymemory，rom)、随机存取存储器(英文：randomaccessmemory，ram)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案脱离权利要求的范围。