一种HVDC和VFD系统中多脉冲AC/DC转换器的改进拓扑及其实现方法与流程

本发明涉及多脉冲ac/dc转换器技术领域，特别是一种hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑及其实现方法。

背景技术：

如今，高压直流输电(hvdc)和变频驱动(vfd)系统的可靠性，可用性和可维护性是有效确保全球发电需求的关键标准。在这些系统中，用于超高功率ac/dc和dc/ac转换的负载换流变换器技术(lcc)不仅提供脉动dc或ac功率，而且还提供到ac系统的高效和高功率质量接口(例如，电网，电机)。

a)常规多脉冲ac/dc该整流器是hvdc和vfd系统行业中最早和最知名的技术。它是高效且可靠的，其架构可以允许它持续操作甚至在有故障的条件。图9是基于12脉冲整流器的晶闸管，也称为12脉冲lcr(负载换流整流器)。它是一个由12脉冲变压器(或移相变压器)和两个串联的6脉冲整流器组成的电流源转换器。变压器的每个次级绕组和初级绕组之间的偏移角(δ1＝0和δ2＝30°)是用于获得具有减小电压纹波和电网侧的电流谐波的脉动dc功率的关键要素。然而，12脉冲变压器的结构不能使整流器在降级模式下有效地操作。例如，如果没有安装冗余变压器，变压器任何部分的严重故障可能导致整个系统关闭；还包括冗余变压器将增加整流系统的尺寸和成本。

b)现代多脉冲ac/dc整流器为了克服与单线程12脉冲转换器相关的问题，在许多项目中已经开发了两个或多个12脉冲转换器的串联或并联连接。图10是基于在dc侧串联连接的两个线程或模块(12脉冲变压器和整流器)的12脉冲整流器的示例。与图9所示的拓扑结构相反，在一个模块发生故障的情况下，它可以继续作为单个模块12脉冲整流器工作。由于每个部分模块具有相同的功率，其结构更适合于非常高功率的应用。然而，它涉及重要数量的部件，以确保与单模块12脉冲转换器部件相同的输出性能。这是根据在直流侧产生的脉冲数(即12个脉冲)和在电网侧传播的电流谐波分量来评估的。因此，需要与单线12脉冲整流器相同尺寸的相同过滤装置。此外，在高功率系统中使用过滤装置可能涉及与ac系统(例如，电网，ac电动机)的电谐振的风险。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的是提出一种hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑及其实现方法，结构简单，在部分模块发生故障之后，可以在其最接近的脉冲数进行重新配置。

本发明采用以下方案实现：一种hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑，具体包括四个分离的三相变压器、四个串联的六脉冲整流器模块，所述四个分离的三相变压器的次级分别连接至所述四个六脉冲整流器模块；所述三相变压器的初级和次级绕组以z形配置，并通过功率半导体器件来控制分接变换绕组进而获得可变移相角和匝数比。

进一步地，对于所述三相变压器，通过选择每个绕组的抽头电平来获得z形连接、y形连接、三角形连接或上述连接的组合。

进一步地，所述三相变压器的每个绕组均由编带线圈组成。

本发明还提出了一种基于上文所述的hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑的实现方法，具体包括以下步骤：

步骤s1：使用半导体器件控制三相变压器初级侧的期望绕组连接以及获得期望的相移角，最初阶段，将初级和次级绕组按z字形布置；

步骤s2：当部分三相变压器或者六脉冲整流器模块发生故障时，根据剩余变压器的相移角度δ、脉冲数p决定电压比；

步骤s3：采用下式计算p、δ以及m：

p＝6n；

m＝vab/vab

其中，m为电压比，δ为相移角度，p为电压udc中的脉冲数；n为串联连接的整流器模块的数量，vab与vab分别为三相变压器次级与初级的电压；

步骤s4：如果脉冲数为18，将电压比设为：

vab/vab＝1/3；

如果脉冲数为12，将电压比设为：

vab/vab＝1/2；

步骤s5：根据步骤s4计算的电压比，通过控制半导体器件的接通或关断配置变压器的抽头绕组。

与现有技术相比，本发明有以下有益效果：

1、本发明在部分模块(变压器或整流器)发生故障之后，转换器可以在其最接近的脉冲数进行重新配置。

2、本发明比标准拓扑更便宜。

3、当使用相同额定功率的变压器和整流器时，本发明可以承受相同的功率量。此外，其提供叠加到dc侧电压的较少ac分量和在电网侧传播的较少电流谐波分量。

附图说明

图1为本发明实施例的4个分离的三相可变移相变压器的结构示意图。

图2为本发明实施例的为多脉冲整流器传统拓扑的一般表示图。

图3为本发明实施例的在高功率hvdc或vfd系统中采用的标准拓扑的示例。

图4为本发明实施例的基于24脉冲整流器的电子z/z变压器的拓扑结构图。

图5为本发明实施例的三相电子z/z变压器的绕组及其步进变化机构的配置图。

图6为本发明实施例的三相电子z/z变压器抽头变化原理图。

图7为本发明实施例的电子z/z变压器(单相模型)的结构图。

图8为在故障条件下，n3,k的抽头变换命令的真值表图。

图9为本发明实施例的常规12脉冲大功率ac/dc转换器的拓扑结构图。

图10为本发明实施例的现代12脉冲功率ac/dc转换器的拓扑结构图。

图11为本发明实施例的变压器抽头变换器命令的流程图。

图12为本发明实施例的在变压器的次级侧测得的线间电压图。

图13为本发明实施例的正常模式下的电网电流示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

如图1至13所示，本实施例提供了一种hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑及其实现方法。

其中，图1为本实施例4个分离的三相可变移相变压器的结构示意图，具体包括四个分离的三相变压器、四个串联的六脉冲整流器模块，所述四个分离的三相变压器的次级分别连接至所述四个六脉冲整流器模块；所述三相变压器的初级和次级绕组以z形配置，并通过功率半导体器件来控制分接变换绕组进而获得可变移相角和匝数比。

在本实施例中，对于所述三相变压器，通过选择每个绕组的抽头电平来获得z形连接、y形连接、三角形连接或上述连接的组合。

在本实施例中，所述三相变压器的每个绕组均由编带线圈组成。

本实施例还提出了一种基于上文所述的hvdc和vfd系统中多脉冲ac/dc转换器的改进拓扑的实现方法，具体包括以下步骤：

步骤s1：使用半导体器件控制三相变压器初级侧的期望绕组连接以及获得期望的相移角，最初阶段，将初级和次级绕组按z字形布置；

步骤s2：当部分三相变压器或者六脉冲整流器模块发生故障时，根据剩余变压器的相移角度δ、脉冲数p决定电压比；

步骤s3：采用下式计算p、δ以及m：

p＝6n；

m＝vab/vab

其中，m为电压比，δ为相移角度，p为电压udc中的脉冲数；n为串联连接的整流器模块的数量，vab与vab分别为三相变压器次级与初级的电压；

步骤s4：如果脉冲数为18，将电压比设为：

vab/vab＝1/3；

如果脉冲数为12，将电压比设为：

vab/vab＝1/2；

步骤s5：根据步骤s4计算的电压比，通过控制半导体器件的接通或关断配置变压器的抽头绕组。

下面结合附图更加具体地对本实施例进行阐述。

如图2所示，图2是多脉冲整流器传统拓扑的一般表示。提供部分6脉冲整流器模块的电压源在幅度和相位角上是恒定的。dc源串联连接，以满足高功率等级。这些电源是隔离的，并且脉冲p的数量需要相移角(在部分ac源之间)。然后当使用关系式(1)，(2)和(3)时实现多脉冲转换。在等式(1)中，udc是从整流后的部分电压获得的总dc电压，而等式(2)是ac源之间的相移角δ；(3)是dc电压udc中的脉冲数，n是串联连接的整流器的数量。

udc＝udc1+udc2+udc3...+udcn(1)

p＝6n(3)

在本实施例中，图3是在高功率hvdc或vfd系统中采用的标准拓扑的示例。它是一个24脉冲整流器，包括移相变压器(也称为24脉冲变压器)和四个串联连接的6脉冲整流器模块，与插入的旁路开关相关联，以便在降级模式下工作。为了使系统可靠，多脉冲整流器可以容许在部分模块中发生任何故障。参考图2和等式(1)，该操作可以使用图3中的拓扑是可行的。不幸的是，由于24脉冲变压器相移角都是恒定的，并且仅取决于初级侧上的三相绕组之一(图3)，所以在降级模式中不总是考虑等式(2)和(3)。

例如，如果图2减少为由4个交流电源串联连接的4个整流器，则会发生这种情况。对于方程(2)和(3)，我们在正常条件下获得δ＝15°和p＝24。如果δ被设计为恒定的，则在由于部分故障整流器模块的故障条件下，δ仍将等于δ＝15°，并且脉冲数量不能等于p＝18。

在本实施例中，从图3，考虑k1x(1,2,3.4)和ky2(1,2,3,4)作为与每个部分模块m(1,2,3,4)相关联的两个互补开关。如果只有一个模块故障，则k1x＝0和ky2＝1。其余模块可以继续工作，但功耗降低。通过仅考虑等式(1)，似乎剩余系统由18脉冲整流器来操作，但是情况不是这样。如图3所示，如果初级绕组配置为星形，等式(2)指供应剩余整流器模块的两个连续ac源之间的相移角必须等于20°。然而，24脉冲变压器相移角设计为恒定的，等于15°。因此，无论变压器的哪个部分有故障，其余系统都不能作为18脉冲整流器工作；它可以仅作为12脉冲或6脉冲整流器工作。

在本实施例中，在本实施例中，可变三相移动变压器被称为电子学z/z变压器，因为它们的移相角和变换匝数比都可以通过与每个绕组的抽头变化相关的电子接口而变化。如图4，本实施例提高24脉冲ac/dc转换器的可靠性的拓扑同时也可以作为一个变频器稍作修改后使用。它基于由电子z/z变压器提供的串联连接的6脉冲整流器模块，通过提供相应的相移角可以在降级模式下进行操作。所提出的拓扑使用四个分离的三相变压器，其中初级和次级绕组最初以z字形形式配置，并且包括可以通过以某种方式配置的功率半导体来控制的分接变换绕组来获得可变相移角和匝数比。

在本实施例中，标准拓扑基于单个24脉冲变压器，在其次级侧产生具有恒定相移角和匝数比的12相电压。例如，当使用所提出的拓扑时，如果一个模块故障，则将控制剩余的变压器相移角以产生对应的角度和匝数比，以作为18脉冲整流器操作并且维持(或不)相同的功率量。这些角度分别为δ1＝-20°，δ2＝0和δ3＝+20°并且匝数比可以保持等于正常模式中的1/4，或者可以增加到1/3,以便补偿由于故障模块导致的功率减小。

在本实施例中，图5、6示出了电子z/z变压器的绕组及其步进变化机构的配置。初级和次级绕组由nk(1,2,3,4)绕组组成。n1和n2是位于初级侧的绕组，而n3和n4是位于次级侧的绕组，如图5所示。最初，初级和次级绕组是z形连接(z/z)。通过知道z/z连接是y形和三角形连接的组合，可以通过适当地选择每个绕组的抽头电平来获得它们中的一个。例如，如果n2＝0和n3＝0，则获得以y形(y/y)形式连接的变压器。类似地，如果n2＝0和n4＝0，我们获得以星形三角形(y/d)配置的变压器。因此，本实施例可以使用z/z连接的独特模型导出所有可能的基本绕组配置，如图5所示。

在本实施例中，如图6所示，在图5中的每个绕组nk(1,2,3,4)由k.n个编带线圈组成。绕组变化原理是使光标k从k.n到k.0(或在相反方向)上步进。当绕组n1-n2或n3-n4的抽头光标在k.0≤k≤k.n之间时，绕组以z字形形式连接。当光标位于与k.0相同的位置时，它们在三角形或星形连接中配置。相移角和绕组匝数比的离散变化用于定义在正常或降级模式中的n1，n2，n3和n4的正确值。通过知道电压比m和相移角度δ可以获得任何模式中的匝数,其中m＝vab/vab。计算每个工作模式的绕组匝数比。通过了解电压比m和相移角δ可以获得任何模式的匝数。作为设计实例，考虑18脉冲整流器；m＝3，系统具有03个6脉冲整流模块，然后选择03个电子z/z变压器，具有以下相移角：δ1＝-20°，δ2＝0和δ3＝+20°。如果我们认为z/z绕组配置为y/z1，y/y和y/z2，有助于规定每种情况下的匝数比的方程分别在等式(4)，(5)和(6)中给出。

其中，n2＝n4＝0(4)

其中，n2＝0(6)

在本实施例中，图7示出了用于实现电子z/z变压器的方法。这个想法来自于一种称为hvdc和vfd系统中的变压器抽头变换器的技术，用于控制脉冲直流电源以防电源变化或在严重的瞬态现象。如前所述，本实施例使用半导体器件(可以是双向或单向开关)。开关组(t1,tp1)和(t2,tp2)用于控制初级侧的期望绕组连接，而t31,t13...t3n,t1n和t41,t14...t4n,t14用于获得期望的相移角。例如，在初级侧，当t2,tp1闭合并且t1,tp2断开时，获得y形连接(n2＝0)。当t2,tp1断开并且t1,tp2闭合时，获得三角形连接(n1＝0)。对于次级绕组，考虑n3由5个抽头绕组组成的情况，n3,1对应于最小值，n3,k对应于最高值。

两个抽头之间的绕组数：

n3,(k,k-1)＝n3,k-n3,k-1(7)

抽头0和k之间对应的值：

n3,(0,k)＝n3,k-1+(n3,k-n3,k-1)(8)

t3,k和tp3,k是与n3的抽头绕组相关联的开关。在故障条件下，当考虑具有5抽头的n3绕组时，n3,k的抽头变换命令的真值表，如图8所示。

在本实施例中，如图11所示，当部分变压器或6脉冲整流器模块发生故障时，首先要确定故障模块的数量。这有助于通过确定脉冲数p和剩余变压器相移角度δ来预测要选择的最佳操作。决定功率是否保持不变。这取决于每个剩余的变压器和整流器可以处理的最大功率。可以决定保持与正常模式相同的功率。这意味着增加电压比(例如，vab/vab＝1/3，如果脉冲数为18脉冲或vab/vab＝1/2，如果为12脉冲)。也可以决定降低功率。这意味着，对于所有可能的降级模式，保持vab/vab＝1/4。

在本实施例中，在p，δ和m已知之后，其余变压器的抽头绕组被配置，然后使用与附图8相似的所有相关功率开关的解码功能来产生开关信号，以便在每个电子z/z变压器的次级侧接通或关断相应的开关。

图12为本实施例在变压器的次级侧测得的线间电压图，图13为本实施例正常模式下的电网电流示意图。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。