将耦合电感应用于提供电流输出的直流‑直流变换器的方法及基于该方法的集成耦合电感与流程

本发明涉及磁体技术领域，尤其涉及一种将耦合电感应用于提供直流电流输出的直流-直流变换器的方法及基于该方法的集成耦合电感。

背景技术：

直流-直流变换器(dc-to-dcconverter)是一种将直流电能变换成负载所需的电压或者电流可控的直流电能的电力电子装置，它通过对电力电子器件的快速通、断控制而把恒定直流电压斩成一系列的脉冲电压，通过控制占空比的变化来改变这一脉冲系列的脉冲宽度，以实现输出电压平均值或以实现输出电流平均值的调节，再经输出滤波器滤波，在被控负载上得到电流或者电压可控的直流电能。基本的直流-直流变换器通过控制开关管，再经电容、电感等储能滤波元件将输入的直流电压变换为符合负载要求的直流电压或电流。

电感作为必不可少的电子元件一般具有两种结构，离散电感或者耦合电感。如图1所示，为带有离散电感的多相直流-直流变换器结构；如图2所示，为带有耦合电感的多相直流-直流变换器结构。图1中，多个离散电感的结构能够提升直流-直流变换器的输出电流能力，但会导致整个器件的尺寸较大；在图2中，耦合电感的结构，在尽量减少漏感的情况下，不仅可以提升直流-直流变换器的负载反应速度，从而减少输出电容量，而且减小了整个器件的尺寸和成本。

现有技术中，通常将耦合电感用于直流-直流变换器用以提供直流电压输出的场合(如图2所示)。具体应用如中国专利公告号为cn102314998b的发明专利，该专利提供了一种集成多相耦合电感及产生电感的方法。所述集成多相耦合电感包括二对称的磁芯，二对称的磁芯中每一个均包括基座、第一凸出部以及数个第二凸出部，第一凸出部与第二凸出部各自沿着基座的两边缘形成于基座上。且二对称的磁芯组合是的二队程的磁芯中一个的第一凸出部与二对称的磁芯中另一个的第一凸出部形成气隙。所述产生电感的方法，包括：产生若干个激磁磁通回路，所述各激磁磁通回路中任意两个的激磁磁通相互反耦合以及产生一个漏感磁通回路，所述漏感磁通回路所在平面与所述各激磁磁通回路所在的平面不同且相交；其中所述各激磁磁通回路由一集成多相耦合电感器中二对称的磁芯与环绕于所述二对称磁芯的若干个绕组感应而产生的，所述漏感磁通回路通过所述集成多相耦合电感器中设置于所述二对称磁芯间的一低导磁体。该发明虽然通过调整集成耦合电感的漏感，提升了负载反应速度，但其电感只有一圈绕线的能力，导致漏感太小(负载反应速度越快，漏感就越小)，但其并不适用于直流-直流变换器用以提供直流电流输出的场合(比如用于手机快速电池充电器这种需要较大电流而且有严格空间限制的应用)，因为在这种应用场合下，不仅需要避免磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时还要保证输出电流的纹波较小。当该专利所述的耦合电感应用于直流-直流变换器用以提供直流电流输出的场合时，由于漏感太小，导致输出电流纹波较大，需要在输出端配置较多的滤波电容，过大的电流纹波同时也会增加电路的损耗，降低能量转换效率，同时还要求功率器件有更高的电流导通能力。显然地，当该专利所述的耦合电感应用在直流-直流变换器用以提供直流电流输出的场合时，该耦合电感的并不会为电路带来有益效果，反而会增加电路的能耗，增加电路的复杂度，不利于电路设计的简单化、小型化。同时，目前尚未发现有关将耦合电感很好的应用于直流-直流变换器用以提供直流电流输出的场合的公开报道。

技术实现要素：

针对现有技术中的问题，本发明提供一种将耦合电感应用于提供直流电流输出的直流-直流变换器的方法及基于该方法的集成耦合电感。

为实现以上技术目的，本发明的一种技术方案是：一种将耦合电感应用于提供电流输出的直流-直流变换器的方法，其特征在于：根据直流-直流变换器所需相数，设计具有相应相数的耦合电感，耦合电感各相之间利用反耦合原理将激磁磁场相互抵消以避免磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时在耦合电感中设置气隙且耦合电感各相在气隙感应产生的漏磁磁通方向一致，利用漏磁磁通实现对输出电流的滤波功能，同时采用绕线的绕组方式，以增加绕线圈数来增加漏感。

基于上述方法设计一种集成耦合电感，具体包括两种技术方案：

第一种技术方案是：一种集成耦合电感，包括上磁体、下磁体和磁柱，所述磁柱至少包括2个，所述磁柱间隔设置于下磁体上，所述下磁体的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体设置于磁柱的顶面上且上磁体的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体的左右两端端部分别与下磁体的左右两端端部齐平且在垂直方向上具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二，每个所述磁柱上环绕有绕组，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱上的绕组在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致。

第二种技术方案是：一种集成耦合电感，包括上磁体、下磁体和磁柱，所述磁柱至少包括2个，所述下磁体呈“凹”字形，所述磁柱间隔设置于下磁体的凹槽内，所述上磁体呈“一”字形，所述上磁体设置于磁柱的顶面上且上磁体的顶面与下次体两端端部的顶面齐平，所述上磁体左右两边的侧面分别与下磁体内部左右两边的侧面之间具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二，每个所述磁柱上环绕有绕组，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱上的绕组在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致。

从以上描述可以看出，上述两种技术方案均具备以下优点：利用相互反耦合的激磁磁通回路设计避免了磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时利用气隙一和气隙二形成的漏磁磁通回路对输出电流起到滤波的作用。

作为改进，所述上磁体和下磁体均由顺序相连的多个磁体块构成，磁体块的数量与磁柱的数量相同，每个磁体块对应于一个磁柱；将上磁体和下磁体进行分割设计，便于对每个磁阻进行绕组绕线，利于器件的整体加工制作。

作为优选，所述磁柱的横截面积为矩形、正方形、圆形或者不规则形状；磁柱可设置成多种形状，以适应不同应用场合的应用需求。

作为优选，所述上磁体、磁柱和下磁体为一体成型结构；一体成型，结构简单，无需进行部件组装，加工流程简单。

作为优选，所有所述磁柱结构相同或者不同；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

作为优选，所有所述磁柱之间的间隔相等或者不等；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

作为优选，所述绕组为单层绕线线圈或者多层绕线线圈；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

作为优选，所有所述磁柱上的绕线线圈层数相同或者不同；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

附图说明

图1是现有技术中直流-直流变化器的结构示意图；

图2是现有技术中直流-直流变化器的结构示意图；

图3是本发明实施例一的正面结构示意图；

图4是本发明实施例一的侧视结构示意图；

图5是本发明实施例二的侧视结构示意图；

图6是本发明实施例三的侧视结构示意图；

图7是本发明实施例四的侧视结构示意图；

图8是本发明实施例五的侧视结构示意图；

图9是本发明实施例六的侧视结构示意图；

图10是本发明磁柱横截面积为圆形的结构示意图；

图11是本发明用于多相设计的结构示意图；

图12是本发明实施例一的磁路和等效磁阻示意图；

图13是本发明实施例一的纹波和磁通密度效果示意图；

图14是本发明实施例一只给与单相激励时的纹波和磁通密度效果示意图；

图15是两相耦合电感的电路模型图；

图16是两相耦合电感的波形图；

图17是实施例一应用于直流-直流变换器用以直流电流输出场合的结构示意图；

附图标记：1.上磁体、2.磁柱、3.下磁体、4.绕组、5.气隙一、6.气隙二。

具体实施方式

在电子技术领域，耦合电感最初的设计目的是为了解决离散电感在多相应用场合应用时对负载快速变化反应慢的问题，因此现有技术中，耦合电感的普遍设计为尽可能地减小气隙以减少漏感，然而在直流-直流变化器用以提供直流电流输出的场合时，这种设计理念并不适用(原因参见背景技术部分的阐述)，因此现有的耦合电感设计并不适用于直流-直流变化器用以提供直流电流输出的场合。

本发明采用一种与现有耦合电感设计思路相反的设计思路，即采用扩大耦合电感漏感的设计思路，从而使得耦合电感能够很好地应用于直流-直流变换器用以提供直流电流输出的场合。具体方法为：根据直流-直流变换器所需相数，设计具有相应相数的耦合电感，相数至少为2相，耦合电感各相之间利用反耦合原理将激磁磁场相互抵消以避免磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时在耦合电感中设置气隙且耦合电感各相在气隙感应产生的漏磁磁通方向一致，利用漏磁磁通实现对输出电流的滤波功能，同时采用绕线的绕组方式，以增加绕线圈数来增加漏感。

基于上述方法进行耦合电感的详细设计，给出具体实施例。

结合图3至图4，详细说明本发明的实施例一，但不对本发明的权利要求做任何限定。

如图3和图4所示，一种集成耦合电感，包括上磁体1、下磁体3和磁柱2，所述磁柱2有2个，所述磁2柱间隔设置于下磁体3上，所述下磁体3的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1设置于磁柱2的顶面上且上磁体1的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1的左右两端端部分别与下磁体3的左右两端端部齐平且在垂直方向上具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一5，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二6，每个所述磁柱上环绕有绕组4，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱2上的绕组4在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致，其中上磁体为“凹”字形结构，下磁体为“一”字形结构。

结合图5，详细说明本发明的实施例二，但不对本发明的权利要求做任何限定。

图4所示的技术方案中也可以将上磁体和下磁体的结构互换，形成如图5的技术方案，即实施例二。

结合图6，详细说明本发明的实施例三，但不对本发明的权利要求做任何限定。

如图6所示，一种集成耦合电感，包括上磁体1、下磁体3和磁柱2，所述磁柱2为2个，所述磁柱2间隔设置于下磁体3上，所述下磁体3的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1设置于磁柱的顶面上且上磁体1的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1的左右两端端部分别与下磁体3的左右两端端部齐平且在垂直方向上具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一5，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二6，每个所述磁柱上环绕有绕组4，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱2上的绕组4在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致，其中上磁体和下磁体均为“一”字形结构。

结合图7，详细说明本发明的实施例四，但不对本发明的权利要求做任何限定。

如图7所示，一种集成耦合电感，包括上磁体1、下磁体3和磁柱2，所述磁柱2为2个，所述磁柱间隔设置于下磁体3上，所述下磁体3的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1设置于磁柱的顶面上且上磁体1的左右两端端部分别凸出于最左侧磁柱的左侧面和最右侧磁柱的右侧面，所述上磁体1的左右两端端部分别与下磁体3的左右两端端部齐平且在垂直方向上具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一5，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二6，每个所述磁柱上环绕有绕组4，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱2上的绕组4在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致，其中上磁体和下磁体均为“凹”字形结构。

结合图8，详细说明本发明的实施例五，但不对本发明的权利要求做任何限定。

如图8所示，一种集成耦合电感，包括上磁体1、下磁体3和磁柱2，所述磁柱2为2个，所述下磁体3呈“凹”字形，所述磁柱2间隔设置于下磁体3的凹槽内，所述上磁体1呈“一”字形，所述上磁体1设置于磁柱的顶面上且上磁体的顶面与下磁体3两端端部的顶面齐平，所述上磁体1左右两边的侧面分别与下磁体内部左右两边的侧面之间具有间隔距离，所述间隔距离形成气隙一5，所述相邻磁柱间的间隔形成气隙二6，每个所述磁柱2上环绕有绕组4，每个所述磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反以起到反耦合的作用，每个所述磁柱2上的绕组4在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致。

结合图9，详细说明本发明的实施例六，但不对本发明的权利要求做任何限定。

图8的技术方案中也可以将上磁体和下磁体的结构互换，形成如图9的技术方案，即实施例五。

上述实施例中，值得注意的有：

1.气隙一并不限于设置在上磁体和下磁体的左右两端的位置，也可以位于上磁体的前后两侧与下磁体的前后两侧之间或者其他类似的位置，只要能够形成漏磁磁通回路即可。

2.上磁体和下磁体均可以由若干个顺序相连的磁体块构成，磁体块的数量与磁柱的数量相同，若干个磁柱分别对应设置在若干个磁体块上；将上磁体和下磁体进行分割设计，便于对每个磁柱进行绕线，利于器件的整体加工制作。

3.绕组可以为单层绕线线圈也可以为多层绕线线圈。

4.磁柱的横截面积也可以为圆形、正方形或者其他不规则形状。如图10所示，为磁柱的横截面积为圆形的结构示意图，当采用圆形时，与相等面积的矩形相比，其周长较小，即绕组长度小，节省铜线。

5.磁柱的数量不限于2个，可根据相线数，设置为多个，每相对应一个磁柱。如图11所示，为多个磁柱的结构形式。

6.每个磁柱结构可以相同也可以不同；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

7.所有磁柱之间的间隔可以相等也可以不等，可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

8.所有磁柱上的绕线线圈层数可以相同也可以不同；可根据实际应用需求进行相应的设计，便于不同应用场合的应用。

下面以实施例一为例，结合图12对耦合电感中的磁路和等效磁阻进行分析说明。

从图12中可以看出，每个磁柱的自身绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向与其他磁柱上的绕组在该磁柱中感应产生的激磁磁通方向相反，从而起到反耦合的作用，每个所述磁柱上的绕组在气隙一感应产生的漏磁磁通方向与在气隙二感应产生的漏磁磁通方向一致，其利用两个磁柱感应产生的相互反耦合的激磁磁通回路避免了磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时利用气隙一和气隙二所在的漏磁磁通回路对输出电流起到滤波的作用。

其中，磁阻r的公式可以写成：

r＝l/(u*a),

上式中，l是磁路的长度，u是磁铁材料或空气的绝对导磁率，a是磁路的横截面积。

以实施例一为具体设计模型，进行具体参数设计并利用仿真软件进行仿真，以验证本设计的有效性，具体设计如下：

耦合互感lm＝1uh,漏感le＝1uh.在输入电压12v，输出电压3.6v，负载6a，开关频率1.5mhz下，此耦合电感产生的输出电流文波总和(波谷到波峰)将近1a。这大致相当于使用两个1uh的离散电感产生的总纹波。如图13所示为仿真结果效果图，图13的上半图证实了输出文波的幅值。图13的下半图显示了磁体中所有磁路中磁通密度。最大磁通密度在0.21t。

同时进行对比仿真测试，在上述设计模型中耦合电感只有一相输入3a的激励电流，其仿真结果如图14所示。图14中磁路中的最大磁通密度达到了0.54t。

对比图13和图14可以看出，利用本发明所述方法设计的耦合电感，当应用于直流-直流转换器用以直流电流输出的场合时，在避免磁体材料在大电流激励下的磁通饱和和对输出电流的滤波两个方面具有巨大优势。

利用本发明所述的方法进行耦合电感设计以进行实际应用时，耦合电感的激磁磁通和漏磁磁通的设计可以遵循以下设计原理进行设计。

假设一个两相耦合电感的电路模型如图15所示。

模型中lm代表的是耦合电感的互感，le1和le2分别是两相电感的漏感。如果两相是对称式设计，两相的漏感相同，在下面公式中用le代表。下面的计算公式以及电流波形图16中，假设采用的是降压型的直流-直流变换器。当耦合系数比较大的时候(lm/le>>1)，而且在输入输出比大于2的情况下，每相电感中从波谷到波峰的纹波电流是：

ipp＝vout*(vin–2*vout)/(vin*fs*le)

上式中，vin是输入电压，vout是输出电压，fs是开关频率。从上式可以看出，纹波电流的大小与漏感的大小成反比的作用。在同等输入输出，以及同等开关频率的情况下，增大漏感可以达到减小纹波电流的作用。背景技术中提及的相关专利中提到的耦合电感结构不能通过增加绕组圈数来增加漏感，本专利提出的耦合电感结构可以增加绕组圈数来增加有效漏感。

如图17所示，是图3所示的耦合电感应用于直流-直流变换器用以直流电流输出场合(比如用于手机快速电池充电器这种需要较大电流而且有严格空间限制的应用)的结构示意图。

综上所述，本发明具有以下优点：利用相互反耦合的激磁磁通回路设计避免了磁体材料在大电流激励下的磁通饱和，同时利用气隙形成的漏磁磁通回路对输出电流起到滤波的作用。

可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案。本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。