一种感应电机主动热控制方法与流程

本发明涉及电机控制技术领域，特别是一种感应电机主动热控制方法。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，mosfet、igbt等功率器件在电机领域得到了广泛的运用。其封装尺寸逐渐减小，但功率等级和热流密度却逐步提高，易发生因高温引起的各种失效故障，从而影响电机控制器的使用寿命和可靠性。因此，有必要通过实时获知感应电机的工作温度，实现相应的主动热控制和过热保护，提高其运行可靠性。

电动汽车的实际运行中，通常根据转矩电流的大小，来间接保障电机在安全温度范围内运行。当转矩电流达到保护值时，即采用过流保护措施使电机停止工作。实际上，电机控制器温度与转矩电流并不是简单的线性关系。例如，在电动汽车爬坡过程中，转矩电流会迅速升高以增加出力，此时温度往往不会超出安全值。但是，如果转矩电流超出过流保护值，则电机运行会被终止。这样，过流保护不仅没有在温度保护方面没有预期作用，而且会导致电动汽车爬坡失败。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能够保障感应电机在安全温度下运行的感应电机主动热控制方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种感应电机主动热控制方法，包括以下步骤：

步骤1，建立感应电机矢量控制仿真模型；

步骤2，计算得到双电流闭环pi参数；

步骤3，根据热平衡原理，建立感应电机的温升数学模型；

步骤4，在双电流闭环外围加入温度闭环，利用pi控制器对感应电机温度进行控制。

进一步地，步骤1所述的建立感应电机矢量控制仿真模型，具体如下：

将m轴与转子磁链ψr方向重合，t轴定子电流产生转子转矩，m轴定子电流产生转子的励磁磁场，从而在定子上实现了转矩电流和励磁电流的解耦，交流异步电机等效为了一台直流电机，转子上的磁链如下式：

其中，ψrm、ψrt分别为转子磁链在m轴、t轴上的分量，等效转子电压、等效定子电压均为0；ism、ist分别为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效定子电流，irm、irt分别为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效转子电流，lm和lr分别为电机的励磁电感和转子电感；

将式(1)代入感应电机电压方程，得：

其中，usm和ust为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效定子电压；rs、rr分别为定子绕组电阻、转子绕组电阻；ls为定子电感；p为微分符号，代表d/dt；ωs、ωf分别为电机的同步角速度、转差角速度；

将式(2)代入感应电机电磁转矩方程，得：

其中，te和np分别为电机的电磁转矩和极对数；

另外，再由式(3)，得：

其中，为转子绕组时间常数，ωf为转差角速度；

式(4)的物理意义是：转子磁链ψr唯一由转子电流在m轴上的等效电流分量ism决定；

式(5)的物理意义是：当转子磁链ψr恒定时，电机的转差角频率ωf唯一由定子转矩电流分量决定；

所述矢量控制模型为电流双闭环控制，分别为转矩电流内环和励磁电流外环。

进一步地，步骤2所述计算得到双电流闭环pi参数，双电流闭环分别为转矩电流内环和励磁电流外环，pi参数相同且由计算得到，具体公式为：

kp＝(rτc)/(2tsf)＝l/(2tsf)(6)

ki＝kp/τc＝r/(2tsf)(7)

其中，kp为电流闭环的比例系数，ki为电流闭环的积分系数，r为感应电机的电枢回路电阻即定子漏感和定子电阻之和，tsf为一节惯性环节的时间常数，l为感应电机的电枢回路电感，零点对消极点常数τc＝l/r。

进一步地，步骤3所述的感应电机温升数学模型为：

t＝k0+(k1iq²-k2)t(8)

其中，t为电机控制器温度，iq为转矩电流，k0、k1、k2均为常数，t为电机运行时间。

进一步地，步骤4所述在双电流闭环外围加入温度闭环，利用pi控制器对感应电机温度进行控制，具体如下：

所述的温度闭环中，温度给定temp*为控制系统所用功率器件的温度上限值；温度反馈为感应电机温升模型的输出值；pi控制器参数分别为：温度闭环的比例系数kp1，温度闭环的积分系数ki1，均由试凑法得到。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)通过加入温度闭环来实现感应电机的主动热控制，可以将电机温度合理控制在一定范围内，进而减少功率器件等因温度过高引起的故障发生，提高电机的运行可靠性；(2)能够保障感应电机在安全温度下运行，在有效减少由温度引起的电机控制器故障发生的同时，提高电机带载能力，在电动汽车领域有着重要意义。

附图说明

图1为本发明感应电机主动热控制方法的原理框图。

图2为转子磁场定向示意图。

图3为转子磁链观测模型图。

图4为电流闭环的传递函数示意图。

图5为感应电机主动热控制的控制框图。

具体实施方式

以下结合附图详细说明本发明的具体实施方式，使本领域的技术人员更清楚地理解如何实践本发明。应当理解，尽管结合其优选的具体实施方案描述了本发明，但这些实施方案只是阐述，而不是限制本发明的范围。

在电动汽车领域，通常设有过流保护，以避免因大电流造成功率器件过热而烧毁。实际上，电机温度和转矩电流并非简单的线性关系，比如在电动汽车爬坡时，转矩电流会迅速升高甚至达到过流保护值。但此时温度可能并未超出安全值，不会对功率器件造成显著影响，所以此时开启过流保护而停止电机运行显然是不合理的。

本发明在矢量控制的基础上，通过实时反馈感应电机运行时的温度值，通过pi调节器完成对定子励磁电流幅值、转矩电流幅值等参数的在线自调节，使系统运行于全局效率最大的工作特性曲线。

结合图1，本发明感应电机主动热控制方法，步骤如下：

步骤1，建立感应电机矢量控制仿真模型，具体如下：

所述的感应电机控制系统，是基于转子磁场定向的矢量控制系统，具体为：

在mt坐标系中，m轴和t轴相互垂直，且以一定的同步角速度ωs旋转。理论上，定子磁通势fs可以分解在空间中任意两个正交的m和t轴上，但为了使定子磁通势fs在m轴上的分量专门用于产生转子的励磁磁场，可以将m轴与转子磁链ψr方向重合，如图2所示。这样一来，定子磁通势fs在t轴上的分量将用于抵消转子磁通势fr在t轴上的分量，而这个分量是对应产生转矩的。

换言之，将m轴与转子磁链ψr方向重合，t轴定子电流产生转子转矩，m轴定子电流产生转子的励磁磁场，从而在定子上实现了转矩电流和励磁电流的解耦。又因为mt坐标轴是旋转的，其定子电流ism和ist都是直流，故在转子磁场定向后，交流异步电机等效为了一台直流电机，转子上的磁链如下式：

其中，ψrm、ψrt分别为转子磁链在m轴、t轴上的分量，等效转子电压、等效定子电压均为0；ism、ist分别为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效定子电流，irm、irt分别为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效转子电流，lm和lr分别为电机的励磁电感和转子电感；

将式(1)代入感应电机电压方程，得：

其中，usm和ust为两相同步旋转坐标轴中m轴、t轴上的等效定子电压；rs、rr分别为定子绕组电阻、转子绕组电阻；ls为定子电感；p为微分符号，代表d/dt；ωs、ωf分别为电机的同步角速度、转差角速度；

将式(2)代入感应电机电磁转矩方程，得：

其中，te和np分别为电机的电磁转矩和极对数；

另外，再由式(3)，得：

其中，为转子绕组时间常数，ωf为转差角速度。

式(4)的物理意义是：转子磁链ψr唯一由转子电流在m轴上的等效电流分量ism决定；

式(5)的物理意义是：当转子磁链ψr恒定时，电机的转差角频率ωf唯一由定子转矩电流分量决定；

通过上面分析可知，只要对定子转矩电流分量ist和励磁电流分量ism进行控制，就可以实现电机转矩和励磁的控制，实现类似直流电机的变电枢电流调速和弱磁调速。

所述矢量控制模型为电流双闭环控制，分别为转矩电流内环和励磁电流外环。

按转子磁场定向时，转子磁链与m轴方向一致，即实际上必须知道转子磁链与α轴的夹角。常用的转子磁链观测为电流-转速模型，如图3所示。

步骤2，计算得到双电流闭环pi参数；

所述的双闭环分别为转矩电流内环和励磁电流外环，其pi参数相同且由计算得到，具体为：

电流内环一般只与pwm逆变器和电机参数有关，不受外部负载变化的影响，所以电流环有固定的结构，电流环的参数可以按一定方法计算。

如图4所示，gi(s)是电流pi调节器的传递函数，kp是电流环的比例系数，ki是是电流环的积分系数，通常gi(s)在数字实现中写成比例和积分分开的形式：

gi(s)＝kp+ki/s(6)

式中：ki＝kp/τc，τc为电流闭环的时间常数。

电流环的控制对象为：pwm逆变器和电机的电枢回路。pwm逆变器一般可以看成具有时间常数ts(ts＝1/fs，fs为逆变器开关管的工作频率)的一阶惯性环节。电机的电枢回路有电阻r、电感l，也可以看成一阶惯性环节。tl是电感时间常数(等于l/r，此处l，r为感应电机的定子漏感和定子电阻)，kr＝1/r，反映了稳态时dq坐标下电机电压和电流的比例关系。kpwm表示逆变器的放大倍数，而ts是开关周期，代表逆变器的延时。tif是电流反馈通道的滤波时间常数，kif为电流反馈的放大倍数。图4的开环传递函数可写成传递函数形式如下：

式(7)中，一般而言，电感时间常数tl远大于滤波时间常数tif和开关周期ts。逆变器的放大倍数kpwm定义为实际输出电压和与给定电压的比值，在数字控制中，采用svpwm控制时，逆变器输出电压与给定电压相等，因此kpwm＝1。电流反馈值采用数字ad采样值，反馈值代表了电流的实际值，因此放大倍数kif＝1。按照调节器的工程设计方法，选择电流调节器的零点对消被控对象的大时间常数极点，即：

τc＝tl＝l/r(8)

所以式(7)可以写成：

由于ts和tif都是小时间常数，可用一个时间常数为tsf的一阶环节代替这两个惯性环节，简化为一个典型i型系统：

式中：tsf＝ts+tif；k＝kp/(rτc)。这时，对应的电流闭环传递函数c(s)为一个典型二阶系统：

其中，

按照二阶系统最优的指标，令ξ＝0.707，则由式(12)可算出相应的环路增益k＝1/(2tsf)，再根据各环节的放大倍数，即可确定增益kp。又因为等于tl，所以电流控制器的参数就确定了，即：

τc＝l/r(13)

kp＝(rτc)/(2tsf)＝l/(2tsf)(14)

ki＝kp/τc＝r/(2tsf)(15)

其中，kp为电流闭环的比例系数，ki为电流闭环的积分系数，r为感应电机的电枢回路电阻即定子漏感和定子电阻之和，tsf为一节惯性环节的时间常数，l为感应电机的电枢回路电感，零点对消极点常数τc＝l/r。

步骤3，根据热平衡原理，建立感应电机的温升数学模型；

假设电机控制器表面温度均匀，根据热平衡原理，有感应电机控制器的热平衡方程为

式中，c为控制器的等效热容；t为时间；t为电机控制器温度；q1为控制器热损耗；q2为控制器与周围环境之间的热对流与热辐射；q1＝iq²dt，且c与q2均为常数，因此上式可通过积分整理为：

t＝k0+(k1iq²-k2)t(17)

其中，t为电机控制器温度，iq为转矩电流，k0、k1、k2均为常数，t为电机运行时间。

步骤4，在双电流闭环外围加入温度闭环，利用pi控制器对感应电机温度进行控制，控制框图如图5所示，具体如下：

所述的温度闭环中，温度给定temp*为控制系统所用功率器件的温度上限值；温度反馈为感应电机温升模型的输出值；pi控制器参数分别为：温度闭环的比例系数kp1，温度闭环的积分系数ki1，均由试凑法得到。

将温度闭环的温度给定值设置为控制系统中所用到的功率器件的温度上限值；其温度反馈值，即为步骤二中温升模型输出的温度值。将温度闭环的输出作为转矩电流闭环中电流给定的限幅饱和值。当温度上升到给定值时，转矩电流饱和限幅值经pi调节变小，转矩电流上升得到抑制甚至减小，继而电机产热量减小，温升速率变慢，直到电机温度稳定在给定温度范围内。尤其在电动汽车爬坡工况下，要求在短时间内快速提升其扭矩输出能力，电机转矩电流要求能迅速升高，但电机温度在短时内未超出安全值，此时电机可以继续增加出力，使爬坡顺利完成。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。