混合型原边抽头可控式平衡变换器的制作方法

本发明涉及混合型原边抽头可控式平衡变换器。属于电力电子技术领域。

背景技术：

带平衡电抗器的大功率整流系统以其结构简单、过载能力强、效率和可靠性高等优点，广泛应用于电机调速、电化学加工、通信系统供电及船舰和飞行器系统。然而，整流器自身的非线性和时变性给电网带来了严重的谐波污染。通过增加整流器的脉波数，可以抑制网侧输入电流谐波，减少对电网的污染。目前，增加整流器脉波数的方法主要有三种：第一种是通过增加移相变压器或移相绕组，对整流电路进行多重联结，这虽然能够在一定程度上抑制谐波，但是随着脉波数的增加，变压器的制造难度、系统复杂度和成本不断增加，同时相间参数的对称性难以保证，非特征次谐波含量升高；第二种是采用常规带抽头的平衡电抗器，抽头上整流器件的换流作用抑制了输入电流谐波，但采用该方法整流模块器件不能在零电流下换相，无法避免换相重叠导致的电压陷波问题，而且由于抽头上的整流器件与负载串联，增加了系统的能量损耗；第三种是采用副边带有辅助整流电路的平衡电抗器，但当输出电流较小时，平衡电抗器的励磁电流不能发挥作用，无法实现脉波倍增的功能，因此负载适应范围较小。

技术实现要素：

本发明是为了解决现有增加整流器脉波数的方法中存在的系统复杂度高、效率低、负载适应范围小和换相重叠等问题，进一步增加整流器的脉波数，降低输入电流谐波含量以减少对电网的污染。现提供混合型原边抽头可控式平衡变换器。

混合型原边抽头可控式平衡变换器，它包括平衡电抗器(1)、混合型原边抽头可控电路(2)、单相全桥不控整流电路(3)，

平衡电抗器(1)的原边线圈可设置3、4至n个抽头，若设置奇数个抽头，中间抽头点为原边线圈的中心，上下两侧对应的抽头点均以中间抽头点为中心对称设置，混合型原边抽头可控电路(2)需要的开关管数量比抽头数少1，二极管数量与抽头数相同；若设置偶数个抽头，上下两侧对应的抽头点均以原边线圈的中心为对称中心对称设置，混合型原边抽头可控电路(2)需要的开关管数量比抽头数少2，二极管数量与抽头数相同，

电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接整流模块1(4)的交流输入端和整流模块2(5)的交流输入端，

平衡电抗器(1)原边线圈的一端与整流模块1(4)的输出正极端a点相连，平衡电抗器(1)原边线圈的另一端与整流模块2(5)的输出正极端b点相连，

当平衡电抗器(1)原边线圈设有奇数个抽头点时，中间抽头点引出二极管连接至负载(6)的正极端m点，其它抽头点引出二极管并与开关管串联连接至负载(6)的正极端m点，构成全控开关管与不控二极管混合型原边抽头可控电路(2)；当平衡电抗器(1)原边线圈设有偶数个抽头点时，中间两个抽头点引出二极管连接至负载(6)的正极端m点，其它抽头点引出二极管并与开关管串联连接至负载(6)的正极端m点，构成全控开关管与不控二极管混合型原边抽头可控电路(2)，

单相全桥不控整流电路(3)的输出正极端同时连接混合型原边抽头可控电路(2)的输出端和负载(6)的正极端m点，

单相全桥不控整流电路(3)的输出负极端同时连接负载(6)的负极端n点、整流模块1(4)的输出负极端和整流模块2(5)的输出负极端，

平衡电抗器(1)副边线圈输出端与单相全桥不控整流电路(3)相连。

本发明的有益效果为：

本发明混合型原边抽头可控式平衡变换器可以采用如下两种结构：

第一种结构为：混合型原边三抽头可控式平衡变换器，具体参见图1。第二种结构为：混合型原边四抽头可控式平衡变换器，具体参见图8。

如图1所示，通过适当选取混合型原边三抽头可控式平衡变换器的原边抽头位置和原副边线圈匝数比并控制混合型原边抽头可控电路中开关管s1和开关管s2的导通时间，可以使其工作在五种模态，单相全桥不控整流电路的导通时间为输入电压周期的四分之一。由于原边抽头的轮流导通和副边单相全桥不控整流电路的作用，使整流模块1和整流模块2的输出电流台阶数增加，进而实现系统输入电流台阶数的增加，输入电流谐波含量得以降低。

如图8所示，通过适当选取混合型原边四抽头可控式平衡变换器的原边抽头位置和原副边线圈匝数比并控制混合型原边抽头可控电路中开关管s1和开关管s2的导通时间，可以使其工作在六种模态，单相全桥不控整流电路的导通时间为输入电压周期的五分之一。由于原边抽头的轮流导通和副边单相全桥不控整流电路的作用，使整流模块1和整流模块2的输出电流台阶数增加，进而实现系统输入电流台阶数的增加，输入电流谐波含量得以降低。

本发明与现有技术相比的优点表现在：

1)现有技术中通过在交流侧增加移相变压器或移相绕组，对整流电路进行多重联结以实现脉波数增加的方法，导致变压器的制造难度、系统复杂度和成本的增加，同时相间参数的对称性难以保证，输入电流中非特征次谐波含量升高。

而本发明混合型原边抽头可控式平衡变换器在整流器的直流侧抑制输入电流谐波，增加脉波数。

2)现有技术中采用常规带抽头的平衡电抗器的方法，通过抽头上整流器件的换流作用增加脉波数，但当抽头数大于2时，每个抽头上都需要采用晶闸管控制其导通时间，增加了控制复杂度，并且整流模块器件不能在零电流下换相。

而本发明平衡电抗器采用混合型原边抽头可控电路，其第一种结构原边三抽头的情况和第二种结构原边四抽头的情况均只需两个开关管即可，降低了控制复杂度，并且实现了整流模块器件的零电流换相。此外，在相同抽头数的情况下，由于副边单相全桥不控整流电路的作用，本发明相比常规带抽头的平衡电抗器多增加了12脉波。

本发明混合型原边抽头可控式平衡变换器，将全控开关管和不控二极管引入平衡电抗器原边抽头，构成混合型原边抽头可控电路，使整流器的脉波数增加为48脉波和60脉波，降低了输入电流谐波含量和系统能量损耗，并且实现了整流模块器件的零电流换相。本发明中的单相全桥不控整流电路可由单相全波不控整流电路代替，只需将平衡电抗器副边线圈匝数增加为原来的两倍并引出中间抽头即可，二者效果相同。本发明还可推广至原边n抽头的情况，可将脉波数增加至12(n+1)脉波。但是随着脉波数的增加，混合型原边抽头可控电路中的开关管数量也相应增加，控制更加复杂，因此实际应用中以三抽头和四抽头为宜。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器的原理示意图；

图2为具体实施方式四所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器工作于第一种工作模态时的电流回路示意图；

图3为具体实施方式四所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器工作于第二种工作模态时的电流回路示意图；

图4为具体实施方式四所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器工作于第三种工作模态时的电流回路示意图；

图5为具体实施方式四所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器工作于第四种工作模态时的电流回路示意图；

图6为具体实施方式四所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器工作于第五种工作模态时的电流回路示意图；

图7为具体实施方式四所述的混合型原边抽头可控电路中各开关管和二极管的导通时序图；

图8为具体实施方式六所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器的原理示意图；

图9为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第一种工作模态时的电流回路示意图；

图10为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第二种工作模态时的电流回路示意图；

图11为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第三种工作模态时的电流回路示意图；

图12为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第四种工作模态时的电流回路示意图；

图13为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第五种工作模态时的电流回路示意图；

图14为具体实施方式九所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器工作于第六种工作模态时的电流回路示意图；

图15为具体实施方式九所述的混合型原边抽头可控电路中各开关管和二极管的导通时序图；

图16为具体实施方式一仿真结果中的系统a相输入电流的波形图；

图17为具体实施方式一仿真结果中的系统a相输入电流的频谱分析图；

图18为具体实施方式六仿真结果中的系统a相输入电流的波形图；

图19为具体实施方式六仿真结果中的系统a相输入电流的频谱分析图。

具体实施方式

具体实施方式一：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器，它包括平衡电抗器(1)、混合型原边抽头可控电路(2)、单相全桥不控整流电路(3)，

平衡电抗器(1)的原边线圈有三个抽头，三个抽头点分别为p点、o点和q点，且o点为原边线圈的中心，p点和q点的两个抽头以o点为中心对称设置，

电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接整流模块1(4)的交流输入端和整流模块2(5)的交流输入端，

平衡电抗器(1)原边线圈的一端与整流模块1(4)的输出正极端a点相连，平衡电抗器(1)原边线圈的另一端与整流模块2(5)的输出正极端b点相连，

平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点p点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11的阳极，平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点q点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12的阳极，平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点o点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d13的阳极，

混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11的阴极连接开关管s1的漏极，二极管d12的阴极连接开关管s2的漏极，

混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1的源极同时连接开关管s2的源极、二极管d13的阴极、负载(6)的正极端m点和单相全桥不控整流电路(3)的输出正极端，

负载(6)的负极端n点同时连接单相全桥不控整流电路(3)的输出负极端、整流模块1(4)的输出负极端和整流模块2(5)的输出负极端，

平衡电抗器(1)副边线圈输出端与单相全桥不控整流电路(3)相连。

本实施方式所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器将混合型原边抽头可控电路(2)与副边辅助单相全桥不控整流电路(3)相结合，当平衡电抗器(1)原边抽头位置和原副边线圈匝数比满足一定条件时，输入电流的台阶数增加为48，更接近于标准正弦波，这不仅降低了输入电流谐波含量，而且实现了整流模块器件的零电流换相。

具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，单相全桥不控整流电路(3)包括二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24，

平衡电抗器(1)副边线圈的一端同时连接二极管d21的阳极和二极管d22的阴极，

二极管d21的阴极和二极管d23的阴极相连后，作为单相全桥不控整流电路(3)的输出正极端；

平衡电抗器(1)副边线圈的另一端同时连接二极管d23的阳极和二极管d24的阴极，

二极管d22的阳极和二极管d24的阳极相连后，作为单相全桥不控整流电路(3)的输出负极端。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，整流模块1(4)和整流模块2(5)均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。

具体实施方式四：参照图2至图6具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，根据混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1和开关管s2的工作状态、整流模块1(4)的输出电压ud1与整流模块2(5)的输出电压ud2的大小关系以及平衡电抗器(1)副边电压u2与负载(6)两端电压ud的大小关系，共有五种工作模态：

第一种工作模态：如图2所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1和开关管s2关断时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d13导通，电流im3大于零，而电流im1和电流im2等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im3。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im3。

第二种工作模态：如图3所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1小于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1关断、开关管s2开通时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12导通，电流im2大于零，二极管d11和二极管d13反向截止，电流im1和电流im3等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im2。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im2。

第三种工作模态：如图4所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1大于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1开通、开关管s2关断时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11导通，电流im1大于零，二极管d12和二极管d13反向截止，电流im2和电流im3等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im1。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im1。

第四种工作模态：如图5所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的负值大于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1小于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1关断、开关管s2开通时，二极管d22和二极管d23正向导通，电流in2大于零，二极管d21和二极管d24反向截止，电流in1等于零，单相全桥不控整流电路(3)工作，输出总电流in等于电流in2；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12导通，电流im2大于零，二极管d11和二极管d13反向截止，电流im1和电流im3等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im2。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流in2与电流im2之和。

第五种工作模态：如图6所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的正值大于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1大于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1开通、开关管s2关断时，二极管d21和二极管d24正向导通，电流in1大于零，二极管d22和二极管d23反向截止，电流in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)工作，输出总电流in等于电流in1；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11导通，电流im1大于零，二极管d12和二极管d13反向截止，电流im2和电流im3等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im1。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流in1与电流im1之和。

在6倍工频的一个周期内，混合型原边抽头可控电路(2)中各开关管和二极管的导通时序如图7所示。

具体实施方式五：本实施方式是对具体实施方式一所述的混合型原边三抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，单相全桥不控整流电路(3)可由单相全波不控整流电路代替，只需将平衡电抗器(1)副边线圈匝数增加为原来的两倍并引出中间抽头，连接单相全波不控整流电路即可，二者工作效果相同。

具体实施方式六：参照图8具体说明本实施方式，本实施方式所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器，它包括平衡电抗器(1)、混合型原边抽头可控电路(2)、单相全桥不控整流电路(3)，

平衡电抗器(1)的原边线圈有四个抽头，四个抽头点分别为p点、e点、f点和q点，且p点和q点的两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，e点和f点的两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，

电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接整流模块1(4)的交流输入端和整流模块2(5)的交流输入端，

平衡电抗器(1)原边线圈的一端与整流模块1(4)的输出正极端a点相连，平衡电抗器(1)原边线圈的另一端与整流模块2(5)的输出正极端b点相连，

平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点p点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11的阳极，平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点q点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12的阳极，平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点e点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d13的阳极，平衡电抗器(1)原边线圈的抽头点f点连接混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d14的阳极，

混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11的阴极连接开关管s1的漏极，二极管d12的阴极连接开关管s2的漏极，

混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1的源极同时连接开关管s2的源极、二极管d13的阴极、二极管d14的阴极、负载(6)的正极端m点和单相全桥不控整流电路(3)的输出正极端，

负载(6)的负极端n点同时连接单相全桥不控整流电路(3)的输出负极端、整流模块1(4)的输出负极端和整流模块2(5)的输出负极端，

平衡电抗器(1)副边线圈输出端与单相全桥不控整流电路(3)相连。

本实施方式所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器将混合型原边抽头可控电路(2)与副边辅助单相全桥不控整流电路(3)相结合，当平衡电抗器(1)原边抽头位置和原副边线圈匝数比满足一定条件时，输入电流的台阶数增加为60，更接近于标准正弦波，这不仅降低了输入电流谐波含量，而且实现了整流模块器件的零电流换相。

具体实施方式七：本实施方式是对具体实施方式六所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，单相全桥不控整流电路(3)包括二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24，

平衡电抗器(1)副边线圈的一端同时连接二极管d21的阳极和二极管d22的阴极，

二极管d21的阴极和二极管d23的阴极相连后，作为单相全桥不控整流电路(3)的输出正极端；

平衡电抗器(1)副边线圈的另一端同时连接二极管d23的阳极和二极管d24的阴极，

二极管d22的阳极和二极管d24的阳极相连后，作为单相全桥不控整流电路(3)的输出负极端。

具体实施方式八：本实施方式是对具体实施方式六所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，整流模块1(4)和整流模块2(5)均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。

具体实施方式九：参照图9至图14具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式六所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，根据混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1和开关管s2的工作状态、整流模块1(4)的输出电压ud1与整流模块2(5)的输出电压ud2的大小关系以及平衡电抗器(1)副边电压u2与负载(6)两端电压ud的大小关系，共有六种工作模态：

第一种工作模态：如图9所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1小于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1和开关管s2关断时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d14导通，电流im4大于零，二极管d13反向截止，电流im3等于零，且电流im1和电流im2等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im4。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im4。

第二种工作模态：如图10所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1大于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1和开关管s2关断时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d13导通，电流im3大于零，二极管d14反向截止，电流im4等于零，且电流im1和电流im2等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im3。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im3。

第三种工作模态：如图11所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1小于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1关断、开关管s2开通时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12导通，电流im2大于零，二极管d11、二极管d13和二极管d14均反向截止，电流im1、电流im3和电流im4均等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im2。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im2。

第四种工作模态：如图12所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的绝对值小于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1大于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1开通、开关管s2关断时，二极管d21、二极管d22、二极管d23和二极管d24均反向截止，电流in1和in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)不工作，输出总电流in等于零；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11导通，电流im1大于零，二极管d12、二极管d13和二极管d14均反向截止，电流im2、电流im3和电流im4均等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im1。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流im1。

第五种工作模态：如图13所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的负值大于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1小于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1关断、开关管s2开通时，二极管d22和二极管d23正向导通，电流in2大于零，二极管d21和二极管d24反向截止，电流in1等于零，单相全桥不控整流电路(3)工作，输出总电流in等于电流in2；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d12导通，电流im2大于零，二极管d11、二极管d13和二极管d14均反向截止，电流im1、电流im3和电流im4均等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im2。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流in2与电流im2之和。

第六种工作模态：如图14所示，当平衡电抗器(1)副边电压u2的正值大于负载(6)两端电压ud、整流模块1(4)的输出电压ud1大于整流模块2(5)的输出电压ud2且混合型原边抽头可控电路(2)中开关管s1开通、开关管s2关断时，二极管d21和二极管d24正向导通，电流in1大于零，二极管d22和二极管d23反向截止，电流in2等于零，单相全桥不控整流电路(3)工作，输出总电流in等于电流in1；混合型原边抽头可控电路(2)中二极管d11导通，电流im1大于零，二极管d12、二极管d13和二极管d14均反向截止，电流im2、电流im3和电流im4均等于零，混合型原边抽头可控电路(2)输出总电流im等于电流im1。由基尔霍夫电流定律可知，负载(6)电流id等于电流in与电流im之和，因此负载(6)电流id等于电流in1与电流im1之和。

在6倍工频的一个周期内，混合型原边抽头可控电路(2)中各开关管和二极管的导通时序如图15所示。

具体实施方式十：本实施方式是对具体实施方式六所述的混合型原边四抽头可控式平衡变换器作进一步说明，本实施方式中，单相全桥不控整流电路(3)可由单相全波不控整流电路代替，只需将平衡电抗器(1)副边线圈匝数增加为原来的两倍并引出中间抽头，连接单相全波不控整流电路即可，二者工作效果相同。

为了验证本发明的有效性，以附图1的混合型原边三抽头可控式平衡变换器和附图8的混合型原边四抽头可控式平衡变换器为例，利用电力电子仿真软件plecs进行仿真验证。三相输入电压为220v/50hz，系统输出端接30ω/30mh的阻感性负载，移相变压器为三角形联结的自耦变压器。附图16和附图17为附图1的混合型原边三抽头可控式平衡变换器的仿真结果，附图16(横坐标为时间，纵坐标为电流)为系统a相输入电流的波形图，输入电流为48个台阶的近似正弦波，与理论分析结果一致；附图17(横坐标为频率，纵坐标为谐波含量)是系统a相输入电流的频谱分析，47次以下的谐波几乎均被消除，测得的thd值为3.80％。附图18和附图19为附图8的混合型原边四抽头可控式平衡变换器的仿真结果，附图18(横坐标为时间，纵坐标为电流)为系统a相输入电流的波形图，输入电流为60个台阶的近似正弦波，与理论分析结果一致；附图19(横坐标为频率，纵坐标为谐波含量)是系统a相输入电流的频谱分析，59次以下的谐波几乎均被消除，测得的thd值为3.08％。由此可见，本发明的混合型原边抽头可控式平衡变换器仅增加两个全控开关管即可实现输入电流48个台阶和60个台阶，谐波含量大大降低。