一种对输入功率变化具有低敏感特性的双频整流电路的制作方法

本发明涉及一种微波整流电路，具体涉及一种对输入功率变化具有低敏感特性的双频整流电路。

背景技术：

近年来，无线能量传输(wirelesspowertransmission,wpt)技术越来越受到人们的重视。该技术具有多种不同的应用场景，如远程充电、无电池系统、射频识别(rfid)等。依据传输距离划分，wpt技术可以分为短程、中程及远程无线能量传输。wpt系统包括发射和接收两个子系统，具体的工作过程是：在发射端，特定功率源先经过功率放大器进行放大，然后经过发射天线发射出去；在接收端，由接收天线将能量接收后送至整流电路，将rf能量转换成为可以使用的直流能量。

在wpt系统中，整流电路是一个至关重要的单元电路，其性能的优劣对于整个wpt系统的性能具有重要影响。射频-直流的转换效率是整流电路的一个重要指标，该指标受限于输入功率、频段、电路结构等多种因素。由于整流电路中整流二极管具有非线性特性，因此，电路的输入阻抗会随着输入功率变化而改变。因此，通常整流电路只能在某一特性的功率点处实现最佳匹配，当偏离最佳功率点后，整流电路会发生阻抗失配，效率降低。要在宽功率范围内实现良好的阻抗匹配是非常困难的。

为了解决上述问题，国内外的学者们提出了几种不同的方法。在文献《v.marian,b.allard,c.vollaire,andj.verdier,“strategyformicrowaveenergyharvestingfromambientfieldorafeedingsource,”ieeetrans.powerelectron.,vol.27,no.11,pp.4481-4491,nov.2012.》中，研究人员通过设计三个具有不同输入功率范围的整流电路并将其并联，然后通过功率控制系统对这三个整流电路进行开、关切换，从而可以在较宽的功率范围内实现较高的转换效率。但是，这种方案需要加入控制电路，会引入额外的电路损耗、增加设计的复杂程度。在文献《t.w.barton,j.gordonson,andd.j.perreault,“transmissionlineresistancecompressionnetworksandapplicationstowirelesspowertransfer,”ieeej.emerg.sel.topicspowerelectron.,vol.3,no.1,pp.252-260,mar.2015.》中，研究人员提出了采用传输线实现的单频阻抗压缩网络。该网络可以用来降低整流电路的输入阻抗随输入功率变化的敏感程度，减小整流电路输入阻抗随输入功率变化的波动范围，提升电路的匹配性能，从而可以在更宽的功率范围内实现较高的转换效率。然而，这种方案只可以单一频点实现阻抗压缩效果，在其他频点上无法同时取得阻抗压缩的效果，效率较低。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种对输入功率变化具有低敏感特性的双频整流电路。

本发明由一个双频阻抗匹配网络连接两个整流支路构成。当输入功率改变时，由于整流二极管的非线性特性，整流支路的输入阻抗会发生较大的变化，从而导致阻抗失配，整流效率降低。通过采用双频阻抗压缩，可以使整流支路的输入阻抗在一定功率范围内的波动范围减小，提升电路在不同输入功率下的阻抗匹配性能，在两个工作频点上、在较宽的功率范围内实现高效率。

本发明采用如下技术方案：

一种对输入功率变化具有低敏感特性的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由一个双频阻抗匹配网络i、双频阻抗压缩网络ii、第一整流支路iii及第二整流支路iv构成；

所述双频阻抗匹配网络i由第一微带线1和与第一微带线1垂直连接的第二微带线2和第三微带线3构成；

第二微带线2及第三微带线3的结构及尺寸完全相同，且加载在第一微带线1同一侧的两端；所述双频阻抗压缩网络ii包括第一路径和第二路径，所述双频阻抗匹配网络i分别与第一路径及第二路径连接，所述第一路径由第四微带线4和与第四微带线4垂直连接的第五微带线5和第六微带线6构成，第二路径由第二十微带线20和与第二十微带线20垂直连接的第二十一微带线21和第二十二微带线22构成；所述第一整流支路iii与双频阻抗压缩网络ii的第一路径连接，第二整流支路iv与双频阻抗压缩网络的第二路径连接。

所述第五微带线5及第六微带线6的结构及尺寸完全相同，且加载在第四微带线4同一侧的两端；

所述第二十一微带线21及第二十二微带线22的结构及尺寸完全相同，且加载在第二十微带线20同一侧的两端；

所述第一整流支路iii由阻抗调谐网络、整流部分、谐波抑制网络及负载端构成；

所述第一整流支路iii的阻抗调谐网络由第七微带线7及第八微带线8构成，所述第八微带线8并联连接在第七微带线的一端；

所述第一整流支路iii的整流部分包括用于隔直流通交流的第一电容9、第一整流管10、第十一微带线11和第二整流管12；所述第一整流管10的负极分别与第二整流管12的正极及第一电容9的一端相连接，第一整流管10的正极与第十一微带线11的一端相连接，所述第一电容9的另一端与第八微带线8一端连接，所述第八微带线8的另一端与第四微带线4连接，第二整流管12的负极与第一整流支路的谐波抑制网络连接，第十一微带线11的另一端通过金属化过孔连接底层金属地板；

所述第一整流支路iii的谐波抑制网络包括第十三微带线13、分别用于抑制第一工作频率的基波和二次谐波的第十四微带线14和第十六微带线16，以及分别用于抑制第二工作频率的基波和二次谐波的第十五微带线15和第十七微带线17，其中第十四微带线14和第十六微带线16垂直加载在第十三微带线13的一侧，第十五微带线15和第十七微带线17垂直加载在第十三微带线的另一侧；

所述第一整流支路iii的负载端由第一电阻18和第十九微带线19构成，所述第一电阻18连接在第十三微带线13与第十九微带线19之间，所述第十九微带线19通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第二整流支路iv由阻抗调谐网络、整流部分、谐波抑制网络及负载端构成；

所述第二整流支路iv的阻抗调谐网络包括第二十三微带线23及第二十四微带线24，所述第二十三微带线23并联连接在第二十四微带线24的一端；

所述第二整流支路iv的整流部分包括用于隔直流通交流的第二电容25、第三整流管26、第四整流管28和第二十七微带线27，所述第三整流管26的负极分别与第四整流管28的正极及第二电容25的一端连接，所述第二电容25的另一端与第二十四微带线连接，所述第四整流管28的负极与第二整流支路的谐波抑制网络相连接，第三整流管26的正极与第二十七微带线27的一端连接，第二十七微带线27的另一端通过金属化过孔连接底层金属地板；

所述第二整流支路iv的谐波抑制网络包含第二十九微带线29、分别用于抑制第一工作频率的基波和二次谐波的第三十微带线30和第三十二微带线32，以及分别用于抑制第二工作频率的基波和二次谐波的第三十一微带线31和第三十三微带线33，其中第三十微带线30和第三十二微带线32垂直加载在第二十九微带线29的一侧，第三十一微带线31和第三十三微带线33垂直加载在第二十九微带线29的另一侧；

所述第二整流支路iv的负载端由第二电阻34和第三十五微带线35构成，所述第二电阻34连接在第二十九微带线29与第三十五微带线35之间，所述第三十五微带线35通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第一整流支路的谐波抑制网络中的第十四微带线14和第十六微带线16分别为第一工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线，第十五微带线15为第二工作频率的基波的四分之一波长开路枝节线，第十七微带线17为第二工作频率二次谐波的四分之一波长开路枝节线。

所述第二整流支路的谐波抑制网络中的第三十微带线30和第三十二微带线32分别为第一工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线，第三十一微带线31为第二工作频率基波的四分之一波长开路枝节线，第三十三微带线33为第二工作频率二次谐波的四分之一波长开路枝节线。

所述双频阻抗压缩网络的计算公式如下：

其中，za是双频阻抗压缩网络中第四微带线4和第二十微带线20的特征阻抗，θa1和θa2分别是第四微带线4和第二十微带线20在工作频率f1和f2时对应的电长度，θ0+δθ是与双频阻抗压缩网络第一路径相等价的双频微带传输线的电长度；

其中，zb是双频阻抗压缩网络中第五微带线5和第六微带线6的特征阻抗，θb1和θb2分别是第五微带线5和第六微带线6在工作频率f1和f2时对应的电长度。将(1)和(4)中的θ0+δθ替换成为θ0–δθ后进行计算，可以得出双频阻抗压缩第二路径中的第二十一微带线21和第二十二微带线22的特征阻抗以及其工作在作频率f1和f2时对应的电长度。当双频阻抗压缩网络满足以上设计公式时，可以在两个频率上同时实现阻抗压缩。

本发明的有益效果：

(1)本发明通过在两个整流支路前连接一个双频阻抗压缩网络，减小输入阻抗随输入功率变化的范围，提升整流电路的匹配性能，使整流电路可以在更宽的输入功率范围内实现较高的整流效率；

(2)本发明提出的采用双频阻抗压缩网络的双频整流电路，可以在两个任意工作频率上实现高效率，且在两个工作频率上都可以拓宽工作功率范围。

附图说明

图1是本发明的结构图；

图2是本发明实施例的示意图；

图3是基于双频阻抗压缩网络的整流电路在第一工作频率的阻抗特性图；

图4是基于双频阻抗压缩网络的整流电路在第二工作频率的阻抗特性图；

图5是本发明实施例在不同频率下的仿真与测量效率图；

图6是本发明实施例输入反射系数的仿真与测试结果；

图7是本发明实施例工作在第一工作频率，在不同输入功率下，与不带双频阻抗压缩网络的双频整流电路的仿真与测量结果比较图；

图8是本发明实施例工作在第二工作频率，在不同输入功率下，与不带双频阻抗压缩网络的双频整流电路的仿真与测量结果比较图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1至图8所示，一种对输入功率变化具有低敏感特性的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由一个双频阻抗匹配网络i、双频阻抗压缩网络ii、第一整流支路iii及第二整流支路iv构成；

所述双频阻抗匹配网络i由第一微带线1和与第一微带线1垂直连接的第二微带线2和第三微带线3构成，所述第二微带线及第三微带线垂直于第一微带线的同一侧；

所述双频阻抗压缩网络ii包括第一路径和第二路径两个路径。所述双频阻抗匹配网络分别与第一路径及第二路径连接，第一路径由第四微带线4和与第四微带线4垂直连接的第五微带线5和第六微带线6构成，所述第五及第六微带线垂直于第四微带线的同一侧，且位于第四微带线的两端。第二路径由第二十微带线20和与第二十微带线20垂直连接的第二十一微带线21和第二十二微带线22构成；所述第二十一微带线及第二十二微带线垂直于第二十微带线的同一侧，且位于第二十微带线的两端，第一微带线分别与第四微带线及第二十微带线连接。

所述第一整流支路iii与双频阻抗压缩网络ii的第一路径连接，第二整流支路iv与双频阻抗压缩网络的第二路径连接。当输入功率变化时，由于整流二极管的非线性特性，两个整流支路的输入阻抗会随着输入功率的变化而变化，导致阻抗失配，整流效率降低。通过采用双频阻抗压缩网络ii，能够在两个工作频率上同时减小整流电路输入阻抗的变化范围，改善整流电路的匹配性能，提升转换效率，从而可以在两个频率上都可以在宽功率范围内实现高效率整流。

第二微带线2和第三微带线3的结构及尺寸完全相同，且分别加载到第一微带线1同一侧的两端。所述第五微带线5和第六微带线6的结构及尺寸完全相同，且分别加载到第四微带线4的同一侧的两端。所述第二十一微带线21和第二十22微带线结构及尺寸完全相同，且分别加载在低二十微带线20的同一侧的两端。

所述双频阻抗压缩网络的计算公式如下：

其中，za是双频阻抗压缩网络中第四微带线4和第二十微带线20的特征阻抗，θa1和θa2分别是第四微带线4和第二十微带线20在工作频率f1和f2时对应的电长度，θ0+δθ是与双频阻抗压缩网络第一路径相等价的双频微带传输线的电长度；

其中，zb是双频阻抗压缩网络中第五微带线5和第六微带线6的特征阻抗，θb1和θb2分别是第五微带线5和第六微带线6在工作频率f1和f2时对应的电长度。将(1)和(4)中的θ0+δθ替换成为θ0–δθ后进行计算，可以得出双频阻抗压缩第二路径中的第二十一微带线21和第二十二微带线22的特征阻抗以及其工作在作频率f1和f2时对应的电长度。所述双频阻抗压缩网络ii可通过以上公式求得。在双频阻抗压缩网络设计之前，需要先对整流支路的输入阻抗进行调整，使其在两个工作频率上具有相近的阻抗变化范围。

所述第一整流支路iii由阻抗调谐网络、整流部分、谐波抑制网络及负载端构成；

所述第一整流支路iii的阻抗调谐网络由第七微带线7和第八微带线8构成，第八微带线8并联连接在第七微带线的一端；

所述第一整流支路的整流部分由用于隔直流通交流的第一电容9、第一整流管10、第十一微带线11和第二整流管12连接构成，所述第一整流管10的正极与第十一微带线11相连，第一整流管的负极分别与第二整流管12的正极和隔直流通交流的第一电容9相连，所述第一电容9的另一端与第八微带线8的另一端连接，所述第十一微带线11末端通过金属化过孔连接到底层金属地板；

所述第一整流支路iii的谐波抑制网络包括第十三微带线13、分别用于抑制第一工作频频的基波和二次谐波的第十四微带线14和第十六微带线16，以及分别用于抑制第二工作频率的基波和二次谐波的第十五微带线15和第十七微带线17，其中第十四微带线14和第十六微带线16垂直加载在第十三微带线13的一侧，第十五微带线15和第十七微带线17垂直加载在第十三微带线13的另一侧；

所述第一整流支路iii的负载端由第一电阻18和第十九微带线19构成，所述第一电阻18连接在第十三微带线13与第十九微带线19之间，所述第十九微带线19通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第二整流支路iv由阻抗调谐网络、整流部分、谐波抑制网络及负载端构成；

所述第二整流支路iv的阻抗调谐网络由第二十三微带线23和第二十四24微带线构成，第二十三微带线23并联连接在第二十四微带线24的一端，所述第二十四微带线与第二十微带线连接；

所述第二整流支路iv的整流部分由用于隔直流通交流的第二电容25、第三整流管26，第二十七微带线27和第四整流管28构成，所述第三整流管26的正极与第二十七微带线27相连，第二十七微带线27通过金属化过孔连接到底层金属地板，所述第三整流管26的负极分别与第四整流管28的正极和第二隔直流通交流电容25的一端相连，所述第二隔直流通交流电容25的另一端与第二十四微带线24的另一端连接；第四整流管28的负极与第二十九微带线29的一端连接；

所述第二整流支路iv的谐波抑制网络包含第二十九微带线29、分别用于抑制第一工作频率的基波和二次谐波的第三十微带线30和第三十二微带线32，以及分别用于抑制第二工作频率的基波和二次谐波的第三十一微带线31和第三十三微带线33，其中第三十微带线30和第三十二微带线32垂直加载在第二十九微带线29的一侧，第三十一微带线31和第三十三微带线33垂直加载在第二十九微带线29的另一侧；

所述第二整流支路iv的负载端由第二电阻34和第三十五微带线35构成，所述第二电阻34连接在第二十九微带线29与第三十五微带线35之间，所述第三十五微带线35通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第一整流管10和第二整流管12由两个二极管串联封装而成；

所述谐波抑制网络中的第十四微带线14和第十六微带线16分别为工作在第一工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线，第十五微带线15和第十七微带线17分别为工作在第二工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线。

所述第三整流管26和第四整流管28也由两个二极管串联封装而成。

所述谐波抑制网络中的第三十微带线30和第三十二微带线32分别为工作在第一工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线，第三十一微带线31和第三十三微带线33分别为工作在第二工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路枝节线。

本实施例中采用双频阻抗压缩网络的双频整流电路的结构如图1所示，以下仅仅为本发明的一个实例。本实例设计了一个工作在1.8ghz和2.4ghz的采用双频阻抗压缩网络的双频整流电路。本实例中选择的二极管型号是安华高公司的hsms-2862,所用的介质基板为arlonad255,其厚度为30mil，介电常数为2.55。具体电路尺寸选择如下：第一微带线的宽＝4.7mm，长＝22.1mm；第二微带线的宽＝0.3mm，长＝22.4mm；第三微带线的宽＝0.3mm，长＝22.4mm；第四微带线的宽＝6.2mm，长＝23.5mm；第五微带线的宽＝0.7mm，长＝24.3mm；第六微带线的宽＝0.7mm，长＝24.3mm；第七微带线的宽＝6mm，长＝18.4mm；第八微带线的宽＝0.9mm，长＝9.8mm；第十一微带线的宽＝2.1mm，长＝3mm；第十三微带线的宽＝2.1mm，长＝13.2mm；第十四微带线的宽＝2.1mm，宽＝28.6mm；第十五微带线的宽＝2.1mm，长＝21.4mm；第十六微带线的宽＝2.1mm，长＝14.3mm；第十七微带线的宽＝2.1mm，长＝10.7mm；第十九微带线的宽＝2.1mm，长＝3mm；第二十微带线的宽＝6.2mm，长＝23.5mm；第二十一微带线宽＝0.7mm，长＝24.3mm；第二十二微带线宽＝0.7mm，长＝24.3mm；第二十三微带线宽＝6mm，长＝18.4mm；第二十四微带线宽＝0.9mm，长＝9.8mm；第二十七微带线的宽＝2.1mm，长＝3mm；第二十九微带线的宽＝2.1mm，长＝13.2mm；第三十微带线的宽＝2.1mm，长＝28.6mm；第三十一微带线的宽＝2.1mm，长＝21.4mm；第三十二微带线的宽＝2.1mm，长＝14.3mm；第三十三微带线的宽＝2.1mm，长＝10.7mm；第三十五微带线的宽＝2.1mm，长＝3mm；第一电阻＝1500ω，第二电阻＝1500ω，第一电容＝100pf，第二电容＝100pf；电路整体尺寸为154.4mm×65.5mm。

图3是基于双频阻抗压缩网络的整流电路在第一工作频率的阻抗特性图。图中横坐标数字表示输入功率，单位是dbm，纵坐标数字表示输入阻抗，单位为ω。在[-5,15]dbm范围内对输入阻抗进行压缩设计，图中未加特殊符号黑色实现和虚线分别表示整流电路在未加双频阻抗压缩网络之前的输入阻抗的实部和虚部的变化范围，实部rl∈[8.4ω,42.4ω]。图中加了黑色方形和圆形符号的曲线分别表示加入双频阻抗压缩网络ii后，整流电路的输入阻抗的实部和虚部的变化范围。加入双频阻抗压缩网络ii后，输入阻抗的变化范围为实部re{zin}∈[35.9ω,55.2ω]，其变化范围被大幅度缩小。

图4是基于双频阻抗压缩网络的整流电路在第二工作频率的阻抗特性图。图中横坐标数字表示输入功率，单位为dbm，纵坐标数字表示输入阻抗，单位为ω。在[-5,15]dbm范围内对输入阻抗进行压缩设计，图中未加特殊符号黑色实现和虚线分别表示整流电路在未加双频阻抗压缩网络之前的输入阻抗的实部和虚部的变化范围，实部rl∈[16.2ω,56.4ω]。图中加了黑色三角形和五角星符号的曲线分别表示加入双频阻抗压缩网络ii后，整流电路的输入阻抗的实部和虚部的变化范围。入双频阻抗压缩网络ii后，输入阻抗的变化范围为实部re{zin}∈[41.2ω,96.7ω]，其变化范围被大幅度缩小。

图5所示是本发明实施例在不同频率下，带有双频阻抗压缩网络的双频整流电路转换效率的仿真结果和测试结果的比较图。图中纵坐标数字表示整流效率，单位为％，横坐标表示频率，单位为ghz。测试结果显示，本发明实施例能在1.8ghz和2.4ghz两个工作频率上实现高效率整流。测试结果与仿真结果相符合，效率的稍微偏差是由电路加工误差和二极管模型精确度不够引起的，属于可接受范围。以上测试结果证明了本发明设计理论的正确性和可行性。

图6是本发明实施例的输入反射系统的仿真与测试结果对比图。从图中可以看出，本发明实施例能在1.8ghz和2.4ghz两个工作频率上实现良好的阻抗匹配。

图7是和图8分别是本发明实施例在不同输入功率下，与不带双频阻抗压缩网络的普通双频整流电路的仿真效率和测试效率的比较图。图中纵坐标数字表示整流效率，单位为％，横坐标表示输入功率，单位为dbm。测试结果显示，本发明实施例能在1.8ghz和2.4ghz两个工作频率上实现高效率整流。而且，工作在1.8ghz时在4.9dbm到20.5dbm输入功率范围内整流效率高于50％；工作在2.4ghz时在6.6dbm到19.8dbm输入功率范围内整流效率高于50％。测试结果与仿真结果相符合，效率的稍微偏差是由电路加工误差和二极管模型精确度不够引起的，属于可接受范围。以上测试结果证明了本发明设计理论的正确性和可行性。

综上所述，本发明提出了一种采用双频阻抗压缩网络的双频整流电路，该电路不仅能够实现双频整流，而且可以在两个工作频率上同时拓宽输入功率范围，在很宽的功率范围内实现高整流效率。该发明可以用来降低整流电路对输入功率变化的敏感性，适用于多频段无线能量传输系统的接收端。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。