一种谐振电路的制作方法

本发明涉及电子电路领域，特别涉及一种谐振电路。

背景技术：

在功率变换器的谐振电路的设计中，如果可以采用高频工作，那么就可以使得变压器的尺寸大大降低，增大功率密度，提高工作效率。当然，在提高工作效率的同时，还应保证输出恒流、恒压或者恒功率输出。

如图1所示，图1为现有技术提供的一种llc谐振电路图，该llc谐振电路将输入电压vin转化成负载需要的形式，主要是通过电信号采集电路(未出示)对副边的输出电压vo或者输出电流io进行采样，比较采样信号和基准信号，将比较结果生成反馈信号；然后，将反馈信号通过光耦10反馈至控制电路11，并通过控制电路11控制第一开关管k1和第二开关管k2的工作状态，以实现输出恒流或者输出恒压的目的。

但是在现有技术中，在现有技术中，在llc谐振电路正常工作区间内，随着工作频率的增大，谐振电路的增益减小，输出功率减小，由此可见，现有的llc谐振电路，其工作频率会随着负载功率的减小而增大，从而使得其最大的工作频率受到限制，使得llc谐振电路的满载工作频率相对较低。而且，现有技术中为了保证输出恒流或输出恒压，需要采集副边的输出电压或者输出电流作为反馈信号，从而导致了必须使用光耦才能将该反馈信号反馈至控制电路，其成本较高。

因此，如何在成本较小的情况下，改变谐振电路的工作模态，使其工作频率随着输出功率的增大而增大，以提高其工作效率是本领域技术人员目前需要解决的技术问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种谐振电路，在成本较小的情况下，其工作频率随着输出功率的增大而增大，工作效率显著提高。

为了解决上述技术问题，本发明提供的一种谐振电路包括开关单元、谐振单元、变压器和副边整流单元，所述谐振单元包括谐振电容和谐振电感，其特征在于，还包括电流获取单元、信号处理单元、驱动控制单元、在每一个开关周期的变压器正向激磁期间对所述谐振电容的正向电压进行钳位的第一钳位单元，和在每一个所述开关周期的所述变压器反向激磁期间对所述谐振电容的反向电压进行钳位的第二钳位单元；

所述第一钳位单元的第一端与第一参考电压端连接，所述第二钳位单元的第一端与第二参考电压端连接，所述第一钳位单元的第二端和所述第二钳位单元的第二端均与所述谐振电容与所述变压器的原边绕组的公共端连接；所述电流获取单元的输入端与所述谐振电感连接，所述电流获取单元的输出端与所述信号处理单元的输入端连接；所述信号处理单元的输出端与所述驱动控制单元的输入端连接；

所述电流获取单元用于周期性地获取流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号；所述信号处理单元用于对所述采样信号进行平均值处理，并输出反馈信号；所述驱动控制单元用于接收所述反馈信号，并根据所述反馈信号控制所述开关单元的工作状态。

优选地，所述谐振电路的控制方式为：

通过增大所述谐振电路的工作频率增大所述谐振电路的输出功率，通过减小所述谐振电路的工作频率减小所述谐振电路的输出功率。

优选地，所述第一钳位单元的第一端与所述谐振电路的输入电压的高电位端连接，所述第二钳位单元的第一端与所述输入电压的低电位端连接；

其中，所述输入电压的高电位端作为所述第一参考电压端，所述输入电压的低电位端作为所述第二参考电压端。

优选地，所述驱动控制单元包括用于比较所述反馈信号与基准信号的电流环电路和用于计算与所述电流环电路的输出信号对应的工作频率的频率确定电路；

所述电流环电路的输入端为所述驱动控制单元的输入端，所述电流环电路的输出端与所述频率确定电路的输入端连接，所述频率确定电路的输出端为所述驱动控制单元的输出端。

优选地，所述第一钳位单元包括第一二极管，且所述第一二极管的阴极与所述第一参考电压端连接；所述第二钳位单元包括第二二极管，所述第二二极管的阳极与所述第二参考电压端连接，所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阴极均与所述谐振电容和所述变压器的公共端连接。

优选地，所述谐振单元还包括励磁电感，且所述谐振电路为半桥llc谐振电路；所述开关单元包括第一开关管和第二开关管，且所述第一开关管和所述第二开关管均为nmos开关管；

所述第一开关管的漏极连接到所述输入电压的高电位端，所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极相连后，连接到所述谐振电感的一端，所述谐振电感的另一端连接到所述励磁电感的一端，所述励磁电感的另一端与所述谐振电容的一端相连，所述谐振电容的另一端连接到所述第二开关管的源极，所述第二开关管的源极连接到所述输入电压的低电位端，所述第一开关管和所述第二开关管的门极为控制端；所述电流获取单元与所述谐振电感串联。

优选地，所述电流获取单元用于周期性地获取流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号具体为：

按照所述开关周期，所述电流获取单元分别获取当所述第二开关管导通时，流经所述谐振电感的反向电流，和当所述第一开关管导通时，流经所述谐振电感的正向电流，并将所述反向电流反向后与所述正向电流进行叠加；并输出与叠加后的电流相对应的采样信号。

优选地，所述电流获取单元用于周期性地获取流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号；所述信号处理单元用于对所述采样信号进行平均值处理，并输出反馈信号具体为：

按照所述开关周期，所述电流获取单元获取当所述第一开关管或所述第二开关管导通时，流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号；所述信号处理单元在半个所述开关周期内或整个所述开关周期内对所述采样信号进行平均值处理，并输出所述反馈信号。

优选地，所述电流获取单元用于周期性地获取流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号；所述信号处理单元用于对所述采样信号进行平均值处理，并输出反馈信号具体为：

按照所述开关周期，所述电流获取单元获取在流经所述谐振单元的电流与励磁电流不相等的时间段内，流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号；所述信号处理单元在半个所述开关周期内或整个所述开关周期内对所述采样信号进行平均值处理，并输出所述反馈信号。

优选地，所述电流获取单元用于周期性地获取流经所述谐振单元的电流，并输出与流经所述谐振单元的电流相对应的采样信号具体为：

按照所述开关周期，所述电流获取单元分别获取在流经所述谐振单元的电流与励磁电流不相等的两个相邻的时间段内，流经所述谐振单元的电流；并将一个所述时间段内的流经所述谐振单元的电流反向后与另一个所述时间内的流经所述谐振单元的电流进行叠加，输出与叠加后的电流相对应的采样信号。

相对于上述现有技术而言，本发明提供的谐振电路通过引入第一钳位单元和第二钳位单元，并当利用第一钳位单元和第二钳位单元分别对谐振电容的正向电压或反向电压进行钳位时，谐振电容会退出谐振，谐振电流和励磁电流相等，副边整流单元没有电流。也就是说，钳位时间相当于无效时间；则谐振电容不被钳位的时间相当于有效时间，且在每一个开关周期内，有效时间近似等于谐振电容的充、放电时间。在提高工作频率的情况下，有效时间即谐振电流的波形几乎不会变化或者变化很小，而无效时间明显缩短，从而输出电流的平均值会随之提升，输出功率也随之增加。由此可见，本发明提供的谐振电路的输出功率随着工作频率的增加而增加，不仅能够提高谐振电路轻载时的工作效率，更能使得整个电路在负载范围内都能获得更高的工作效率。

而且，本发明提供的谐振电路还通过将电流获取单元的输入端与谐振电感连接，对流经谐振单元的电流进行采样，以得到采样信号，并将该采样信号输出至信号处理单元；通过信号处理单元对该采样信号进行平均值处理，以得到反馈信号，并将该反馈信号直接输出至驱动控制单元，避免了使用光耦进行反馈信号的传送，从而节约了成本。

综上所述，本发明提供的谐振电路能够在成本较小的情况下，改变了现有的llc谐振电路的工作模态，使其工作频率随着输出功率的增大而增大，以提高其工作效率。

另外，由于第一钳位单元和第二钳位单元的存在，上述谐振电路可以通过适当增大励磁电感的电感值，以使得当谐振电流和励磁电流相等时，励磁电流接近为零，从而使得在开关单元中的开关管关断时刻，流过该开关管的电流接近为零，以实现零电流关断，减少开关损耗，进一步提高谐振电路的工作效率，增大功率密度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为现有技术提供的一种llc谐振电路图；

图2为本发明实施例提供的一种谐振电路图；

图3为本发明实施例提供的另一种谐振电路图；

图4为本发明实施例提供的谐振电路的时序图；

图5为本发明实施例中提供的一种驱动控制单元的具体结构图；

图6为本发明实施例提供的一种信号波形图；

图7为本发明实施例提供的另一种信号波形图；

图8为本发明实施例提供的另一种信号波形图；

图9为本发明实施例提供的另一种信号波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动的前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。

本发明的目的是提供一种谐振电路，在成本较小的情况下，其工作频率随着输出功率的增大而增大，工作效率显著提高。

谐振电路有llc谐振电路和lcc谐振电路等多种，为了使本领域的技术人员更好的理解本发明方案，下面以llc谐振电路为例，结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。另外，由于谐振电感和谐振电容是串联的，因此，本发明中提到的谐振单元的电流指的是流经谐振电感所在回路的电流或流经谐振电容所在回路的电流。

图2为本发明实施例提供的一种谐振电路图。如图2所示，本实施例的谐振电路包括开关单元、谐振单元、变压器t和副边整流单元60，所述谐振单元包括谐振电容cr和谐振电感lr，本实施例的谐振电路还包括电流获取单元30、信号处理单元40、驱动控制单元50、在每一个开关周期的变压器t正向激磁期间对谐振电容cr的正向电压进行钳位的第一钳位单元10，和在每一个开关周期的变压器t反向激磁期间对谐振电容cr的反向电压进行钳位的第二钳位单元20。

第一钳位单元10的第一端与第一参考电压端连接，第二钳位单元20的第一端与第二参考电压端连接，第一钳位单元10的第二端和第二钳位单元20的第二端均与谐振电容cr与变压器t的原边绕组的公共端(点a)连接。

而且，由于本实施例提供的谐振电路采用了上述连接关系，所以当该谐振电路的工作频率增大时，该谐振电路的输出功率的增大；当该谐振电路的工作频率减小时，该谐振电路的输出功率的减小。也就是说，该谐振电路的控制方式为：通过增大该谐振电路的工作频率增大该谐振电路的输出功率，通过减小该谐振电路的工作频率减小该谐振电路的输出功率。

电流获取单元30的输入端与谐振电感lr连接，电流获取单元30的输出端与信号处理单元40的输入端连接，信号处理单元40的输出端与驱动控制单元50的输入端连接；该电流获取单元30用于周期性地获取流经谐振电感lr的电流，并输出与流经谐振电感lr的电流相对应的采样信号is(在图6中出示)，该信号处理单元40用于对采样信号is进行平均值处理，并输出反馈信号ic(在图5中出示)，该驱动控制单元50用于依据反馈信号ic控制开关单元的工作状态。

作为优选地实施方式，上述谐振电路还包括励磁电感lm，为半桥llc谐振电路，且励磁电感lm与变压器t的原边绕组并联，当然，励磁电感lm也可以集成在变压器t中。

当上述谐振电路正常工作时，在每个开关周期内，第一钳位单元10都对谐振电容cr的正向电压进行钳位，具体的，第一钳位单元10将点a处的电压vc钳位在第一参考电压。并且，如果忽略第一钳位单元10的自身压降，当第一钳位单元10工作时，点a处的电压vc等于第一参考电压；同理，在每个开关周期内，第二钳位单元20都对谐振电容cr的反向电压进行钳位，具体的，第二钳位单元20将点a处的电压vc钳位在第二参考电压。并且，如果忽略第二钳位单元20的自身压降，当第二钳位单元20工作时，点a处的电压vc等于第二参考电压。

作为优选地实施方式，上述开关单元包括第一开关管k1和第二开关管k2的半桥式电路。当然，可以理解的是，上述实施方式并不是唯一的实施方式，例如，上述开关单元也可以为包括四个开关管的全桥式电路。另外，第一参考电压端和第二参考电压端的电压不作限定。

为了使本领域的技术人员更好的理解本发明的技术方案，下文对如何将点a处的电压vc钳位在0到输入电压vin之间进行详细的描述：

作为优选地实施方式，第一钳位单元10的第一端也可以与谐振电路的输入电压vin的高电位端连接，第二钳位单元20的第一端与谐振电路的输入电压vin的低电位端连接。其中，输入电压vin的高电位端作为第一参考电压端，输入电压vin的低电位端作为第二参考电压端。

在谐振电路正常工作的每个开关周期内，当第一钳位单元10工作时，第一钳位单元10均可以将点a处的电压vc钳位在谐振电路的输入电压vin的高电位端的电压；当第二钳位单元20工作时，第二钳位单元20均可以将点a处的电压vc钳位在谐振电路的输入电压vin的低电位端的电压。

另外，优选地，还可以将输入电压vin的低电位端接地，即第二钳位单元20的第一端接地。那么在谐振电路正常工作的每个开关周期内，当第二钳位单元20工作时，第二钳位单元20均可以将点a处的电压vc钳位在零电压。

由此可见，本实施方式中，可以将点a处的电压vc钳位在0至输入电压vin之间。

需要说明的是，本发明实施例提供的谐振电路和传统的llc谐振电路的工作模式有本质的不同。传统的llc谐振电路由于其自身的特性，其工作频率随着输出功率的增大而减小、减小而增大；而本发明实施例提供的谐振电路，在每个开关周期内，由于钳位单元均参与工作，导致工作模式有本质的改变，使其的工作频率随着输出功率的增大而增大、随时输出功率的减小而减小。也就是说，本发明提供的谐振电路可以通过增大谐振电路的工作频率来增大其自身的输出功率，通过减小谐振电路的工作频率来减小其自身的输出功率。

而且，在现有技术中，虽然有一些保护电路为常规的llc谐振电路提供保护，其中，也有通过钳位电路为常规的llc谐振电路提供保护，但这种保护电路的钳位电路并非在每个正常工作的开关周期内都参与工作，而是只在特殊的或动态过程中参与工作，为了限制谐振电容的电压而设计，这种保护性质的钳位电路并不能改变谐振电路的工作模式。

图3为本发明实施例提供的另一种谐振电路图。如图3所示，副边整流单元60包括第一整流二极管d3和第二整流二极管d4，且在上述实施方式的基础上，作为另一种优选地实施方式，将第一钳位单元10具体为第一二极管d1，第二钳位单元20具体为第二二极管d2；第一二极管d1的阴极与第一参考电压或输入电压vin的高电位端连接，第二二极管d2的阳极与第二参考电压或输入电压vin的低电位端连接，或接地，第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极均与点a连接。

可以理解的是，本实施例的谐振电路除了将上述实施例的谐振电路的第一钳位单元10具体为第一二极管d1，和将第二钳位单元20具体为第二二极管d2外，其它电路连接关系与上述实施例相同。

当然，也可以将第一钳位单元10具体为第一三极管，且第一三极管的发射极与第一参考电压或谐振电路的输入电压vin的高电位端连接，也可以将第二钳位单元20具体为第二三极管，且第二三极管的基极与第二参考电压或谐振电路的输入电压vin的低电位端连接，或接地，第一三极管的基极和第二三极管的发射极均与点a连接。

为了使本领域的技术人员更好的理解本发明的技术方案，下文对谐振电路在每一个开关周期内的正常工作过程进行详细描述：

图4为本发明实施例提供的谐振电路的时序图，如图4所示，本实施例提供的谐振电路在每一个开关周期内的正常工作过程如下：

第一阶段(t0-t1)：

在t0时刻，接通第二开关管k2，第一钳位单元10停止工作，谐振电容cr和谐振电感lr开始谐振，谐振电容cr通过回路放电，变压器t处在反向励磁期间。以图3中所示的谐振电流ir的方向为正向，则谐振电流ir过零反向，且反向增大，谐振电流ir和励磁电流im的矢量差流过变压器t，将能量传递到变压器t的副边，第二整流二极管d4导通，副边输出电压和输出电流分别为vo和io；直至到t1时刻，第二钳位单元20开始工作，谐振电容cr被钳位。

第二阶段(t1-t2)：

在t1时刻，谐振电容cr被第二钳位单元20钳位，点a处的电压vc近似等于第二参考电压，或谐振电路的输入电压vin的低电位端的电压，或零电压；点a处的电压近似等于第二参考电压，或谐振电路的输入电压vin的低电位端的电压，或零电压，谐振电容cr退出谐振，谐振电感lr和励磁电感lm两端电压均为零，此时，相当于谐振电感lr和励磁电感lm并联，而励磁电感lm由于被副边输出电压vo钳位，相当于并联的谐振电感lr和励磁电感lm的两端加有副边输出电压vo折射到原边的电压，使谐振电流ir线性下降；直至到t2时刻，谐振电流ir降至与励磁电流im相等。

第三阶段(t2-t3)：

在t2时刻，谐振电流ir与励磁电流im相等，第二整流二极管d4关断，副边输出电流io为零，谐振电容cr依旧被第二钳位单元20钳位而不参加谐振，变压器t也没有多余的能量可以输出，所以励磁电感lm失去副边输出电压vo对它的钳位，相当于并联的谐振电感lr和励磁电感lm的两端没有了由副边输出电压vo折射到原边的电压，谐振电流ir基本保持不变；直至到t3时刻，第二开关管k2开始关断。

第四阶段(t3-t4)：

在t3时刻，第二开关管k2开始关断，则第二开关管k2的第二结电容c2开始充电，第一开关管k1的第一结电容c1开始放电，第一结电容c1和第二结电容c2的公共端(点b)的电压开始上升，谐振电流ir与励磁电流im的矢量差流过变压器t，将能量传递给变压器t的副边，第一整流二极管d3导通，副边输出电压和输出电流分别为vo和io；直至到t4时刻，第一结电c1容放电完毕。

第五阶段(t4-t5)：

在t4时刻，第一结电c1容放电完毕，点b处的电压等于第一参考电压，或谐振电路的输入电压vin的高电位端的电压，而由于谐振电容cr依旧被第二钳位单元20钳位而不参与谐振，谐振电流ir快速降低；直至t5时刻，谐振电流ir降至零，第二钳位单元20停止工作。

第六阶段(t5-t6)：

在t5时刻，接通第一开关管k1，谐振电容cr和谐振电感lr开始谐振，谐振电容cr进行充电，变压器t处在正向励磁期间。以图3中所示的谐振电流ir的方向为正向，则谐振电流ir正向增大，谐振电流ir和励磁电流im的矢量差流过变压器t，将能量传递到变压器t的副边，副边输出电压和输出电流分别为vo和io。直至到t6时刻，谐振电容cr充电结束，第一钳位单元10开始工作。

第七阶段(t6-t7)：

在t6时刻，谐振电容cr被第一钳位单元10钳位，点a处的电压vc近似等于第一参考电压，或谐振电路的输入电压vin的高电位端的电压，，谐振电容cr退出谐振，谐振电感lr和励磁电感lm两端的电压均为零，此时，相当于谐振电感lr和励磁电感lm并联；而励磁电感lm由于被副边输出电压vo钳位，相当于并联的谐振电感lr和励磁电感lm的两端加有副边输出电压vo折射到原边的电压，使谐振电流ir线性下降，直到t7时刻，谐振电流ir降至与励磁电流im相等。

第八阶段(t7-t8):

在t7时刻，谐振电流ir与励磁电流im相等，第一整流二极管d3关断，副边输出电流io为零，谐振电容cr依旧被第一钳位单元10钳位而不参与谐振，变压器t也没有多余的能量可以输出，所以励磁电感lm失去了副边输出电压vo对它的钳位，相当于并联的谐振电感lr和励磁电感lm的两端没有了由副边输出电压vo折射到原边的电压，谐振电流ir基本保持不变；直至到t8时刻，第一开关管k1开始关断。

第九阶段(t8-t9)：

在t8时刻，第一开关管k1开始关断，则第一开关管k1的第一结电容c1开始充电，第二开关管k2的第二结电容c2开始放电，点b处的电压开始下降，谐振电流ir与励磁电流im的矢量差流过变压器t，将能量传递给变压器t副边，第二整流二极管d4导通，副边输出电压和输出电流分别为vo和io；直至到t9时刻，第二结电容c2放电完毕。

第十阶段(t9-t10)：

在t9时刻，第二结电容c2放电完毕，点b处的电压等于零，而由于谐振电容cr依旧被第一钳位单元10钳位而不参与谐振，谐振电流ir快速降低，直到t10时刻，谐振电流ir降至零，第一钳位单元10停止工作，并接通第二开关管k2。

综上所述，在本发明提供的谐振电路正常工作的每一个开关周期内，谐振电容都会被第一钳位单元正向钳位和第二钳位单元反向钳位，当谐振电容被钳位时，谐振电容不参与谐振，且没有能量传递到副边，因此把钳位时间看作无效时间；而当谐振电容不被钳位时，谐振电容参与谐振，变压器可以将能量传递到变压器的副边，因此，将谐振电容不被钳位的时间看作有效时间。

当上述谐振电路的输入电压不变时，工作频率增大，开关周期减小，由于工作频率对有效时间内谐振电流的波形的影响较小，即有效时间和谐振电流的波形近似不变，而无效时间减小；相当于，在一个开关周期内，有效时间的比例增大，输出电流的平均值增大，输出功率增加；反之，工作频率减小，开关周期增大，有效时间近似不变，无效时间增大，输出电流平均值减小，输出功率减小。

因此，本发明提供的谐振电路的输出功率随着工作频率的增大而增大，随着工作频率的减小而减小。避免了现有技术中，谐振电路的工作频率随着输出功率减小而增大造成的轻载时，谐振电路的工作频率很高，即本发明提供的谐振电路在轻载下的工作频率不受限制，可以被设计得很高，从而提高谐振电路的功率密度。

而且，在本实施例中，也可以适当增大励磁电感lm的电感值，以使得在谐振电流ir和励磁电流im相等的时候，励磁电流im接近为零。也就是说，通过上述操作，在开关单元中的开关管的关断时刻，使得流过该开关管的电流接近为零，实现零电流关断，减少开关损耗，进一步提高谐振电路的工作效率，增大功率密度。

为了实现谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出，在上述谐振电路的工作过程中，电流获取单元30周期性地获取流经谐振电感lr的电流(谐振电流ir)，并输出与谐振电流ir相对应的采样信号is，且电流获取单元30将采样信号is输出至信号处理单元40，信号处理单元40依据电流获取单元30输出的采样信号is，输出反馈信号ic至驱动控制单元50，驱动控制单元50控制第一开关管k1或者第二开关管k2的导通或关断。

并且，当谐振电路的输出电流io或者输出电压vo高于正常值时，所述驱动控制单元50控制第一开关管k1或者第二开关管k2的导通或关断的频率减小，即控制谐振电路的工作频率减小，以实现谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出；同理，当所述谐振电路的输出电流io或者输出电压vo低于正常值时，所述驱动控制单元50控制第一开关管k1或者第二开关管k2的导通或关断的频率增大，即控制谐振电路的工作频率增大，以实现谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出。

其中，输出电流或者输出电压的正常值为当输出功率确定后，谐振电路稳定工作时，输出电流或者输出电压的值。

进一步地，为了能够去掉电流获取单元30输出的采样信号is中的干扰信号，便于驱动控制单元50产生更准确的控制信号vf，在上述实施方式中提到的信号处理单元40可以包括用于对采样信号is进行滤波的滤波电路、用于对滤波电路输出的电信号进行整流的整流电路，和用于对整流电路输出的电信号进行平均值处理的处理器；且滤波电路的输入端为信号处理单元40的输入端，滤波电路的输出端与整流电路的输入端连接，整流电路的输出端与处理器的输入端连接，处理器的输出端为信号处理单元40的输出端。

此外，在上述实施方式中提到的驱动控制单元50可以包括用于比较反馈信号ic和基准信号vref的电流环电路51和用于计算与电流环电路51的输出信号对应的工作频率的频率确定电路52；电流环电路51的输入端为驱动控制单元50的输入端，电流环电路51的输出端与频率确定电路52的输入端连接，频率确定电路52的输出端为驱动控制单元50的输出端。

在上述具体实施方式中提到的电流环电路51可以包括运算放大器，如图5所示，图5为本发明实施例中提供的一种驱动控制单元的具体结构图。具体结构如下：

运算放大器的反向输入端为电流环电路51的输入端，用于接收信号处理单元40输出的反馈信号ic；运算放大器的同向输入端与基准信号vref的输入端连接，用于接收基准信号vref；运算放大器的输出端为电流环电路51的输出端与频率确定电路52的输入端连接。

在上述具体实施方式中提到的频率确定电路52可以包括处理器，具体结构如下：

处理器的输入端为频率确定电路52的输入端，处理器的输出端为频率确定电路52的输出端，并与原边电路中的第一开关管k1和第二开关管k2的控制端连接。

为了让本领域技术人员更加清楚本发明提供的技术方案，下文中将对电流获取单元30、信号处理单元40和驱动控制单元50的工作原理进行详细描述：

当副边输出电流io或输出电压vo高于正常值时，即谐振电流ir在增大，与该谐振电流ir相对应的采样信号is的值增大，信号处理单元40的处理器输出的反馈信号ic的值增大，该反馈信号ic与基准信号vref比较的结果输出至频率确定电路52的处理器，由该处理器确定谐振电路的工作频率，并输出控制信号vf至第一开关管k1和第二开关管k2的控制端，控制工作频率减小，开关周期增大，由于有效时间相对于周期时间变化很小，而是无效时间变化显著，同一段时间内，有效时间几乎保持不变，无效时间明显增长，从而使得谐振电流ir减小，副边输出电流io也随之减小，从而进一步保证了谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出。

同理，如果副边输出电流io或输出电压vo低于正常值，即谐振电流ir在减小，与该谐振电流ir相对应的采样信号is的值减小，信号处理单元40的处理器输出的反馈信号ic的值减小，该反馈信号ic与基准信号vref比较的结果输出至频率确定电路52的处理器，由该处理器确定谐振电路的工作频率，并输出控制信号vf至第一开关管k1和第二开关管k2的控制端，控制工作频率增大，开关周期减小，由于有效时间相对于周期时间变化很小，而是无效时间变化显著，同一时间段内，有效时间几乎保持不变，无效时间明显减小，从而使得谐振电流ir增大，副边输出电流io也随之增大，从而进一步保证了谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出。

上文描述的是依据反馈信号ic实现对工作频率的控制，从而保证了谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出。

为了让本领域技术人员更加清楚本发明提供的技术方案，下文对电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，并将与该谐振电流ir相对应的采样信号is输出至信号处理单元40进行详细的描述：

图6为本发明实施例提供的一种信号波形图。如图6所示，作为一种优选地实施方式，电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，并将与该谐振电流ir相对应的采样信号is输出至信号处理单元40可以具体为，按照开关周期，获取第二开关管k2导通时的反向谐振电流ir，与第一开关管k1导通时的正向谐振电流ir，并将反向谐振电流ir进行反向后与正向谐振电流ir进行叠加，从而得到与叠加后的电流相对应的采样信号is，并将该采样信号is输出至信号处理单元40进行平均值处理，得到反馈信号ic。

图7为本发明实施例提供的另一种信号波形图。如图7所示，电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，并将与该谐振电流ir相对应的采样信号is输出至信号处理单元40，信号处理单元40对采样信号is进行平均值处理后，输出反馈信号ic可以具体为，按照开关周期，获取第一开关管k1或者第二开关管k2导通时的正向谐振电流ir或者反向谐振电流ir，得到与该正向谐振电流ir或该反向谐振电流ir相对应的采样信号is，并将该采样信号is输出至信号处理单元40进行平均值处理，得到反馈信号ic。

而且，信号处理单元40可以在半个开关周期内对该采样信号is进行平均值处理，得到第一反馈信号，也可以在整个开关周期内对该采样信号is进行平均值处理，得到第二反馈信号。可以理解的是，第一反馈信号和第二反馈信号仅仅相差一个系数，所以，不论是第一反馈信号还是第二反馈信号均可以作为最终的反馈信号ic输出至驱动控制单元50，并且，驱动控制单元50可以依据该反馈信号ic产生对应的控制信号vf。

由于本发明实施例提供的谐振电路具有第一钳位单元10和第二钳位单元20，所以可以通过适当增大励磁电感lm的值，使得当谐振电流ir与励磁电流im相等时，谐振电流ir的值很小，近似为零，从而实现零电流关断，减少开关损耗。

图8为本发明实施例提供的另一种信号波形图，如图8所示，由于本发明实施例提供的谐振电路可以实现零电流关断，所以电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，并将与该谐振电流ir相对应的采样信号is输出至信号处理单元40，信号处理单元40对采样信号is进行平均值处理后，输出反馈信号ic还可以具体为，周期性地获取在谐振电流ir与励磁电流im不相等时(如图8中0-t1时间段内)的谐振电流ir，从而得到与该谐振电流ir相对应的采样信号is，并将该采样信号is输出至信号处理单元40进行平均值处理，得到反馈信号ic。

而且，信号处理单元40可以在半个开关周期内对该采样信号is进行平均值处理，得到第三反馈信号，也可以在整个开关周期内对该采样信号is进行平均值处理，得到第四反馈信号。可以理解的是，第三反馈信号和第四反馈信号仅仅相差一个系数，所以，不论是第三反馈信号还是第四反馈信号均可以作为最终的反馈信号ic输出至驱动控制单元50，并且，驱动控制单元50可以依据该反馈信号ic产生对应的控制信号vf。

图9为本发明实施例提供的另一种信号波形图。如图9所示，电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，并将与该谐振电流ir相对应的采样信号is输出至信号处理单元40还可以具体为，周期性地获取谐振电流ir与励磁电流im不相等的两个相邻的时间段(如图9中0.5t-t2时间段和0-t1时间段)内的谐振电流ir，并将其中一个时间段内的谐振电流ir反向后与另一个时间段内的谐振电流ir进行叠加，得到与叠加后的电流相对应的采样信号is，并将该采样信号is输出至信号处理单元40进行平均值处理，得到反馈信号ic。

上文描述的是电流获取单元30周期性地获取谐振电流ir，得到与该谐振电流ir相对应的采样信号is，并由信号处理单元40对该采样信号is进行平均值处理，以获得反馈信号ic的一些具体方式，且驱动控制单元50可以依据该反馈信号ic产生对应的控制信号vf，从而保证了谐振电路的恒流、恒压或者恒功率输出。

综上所述，由于谐振电路的副边输出电流的波形与谐振电流的波形类似，本实施例通过将电流获取单元的输入端与谐振电感连接，对原边的谐振电流进行采样和平均值处理，同样可以得到与对副边输出电流的采样得到的反馈信号具有同样反馈效果的反馈信号，并将该反馈信号直接输出至驱动控制单元，而且，在本实施例中，不论是电流获取单元与信号处理单元的连接、信号处理单元与驱动控制单元的连接，还是驱动控制单元内部的连接均为电气连接，避免了使用光耦进行反馈信号的传送，从而节约了成本。

因此，本实施例提供的谐振电路能够在成本较小的情况下，改变谐振电路的工作模态，使其工作频率随着输出功率的增大而增大，以增大谐振电路的功率密度和提高谐振电路的工作效率。

此外，本发明实施例提供的谐振电路，还可以通过将第二参考电压设置为0v，即将第二钳位单元20的第一端接地，能够有效的增加有效时间在谐振电路的每一个开关周期内占的比例，从而进一步提高谐振电路的工作效率。

另外，由于nmos开关管的制造难度小，价格低，可以将上述谐振电路的第一开关管k1和第二开关管k2均具体为nmos开关管，以降低成本。且第一开关管k1的漏极连接到谐振电路的输入电压vin的高电位端，第一开关管k1的源极和第二开关管k2的漏极相连后，连接到谐振电感lr的一端，谐振电感lr的另一端连接到励磁电感lm的一端，励磁电感lm的另一端与谐振电容cr的一端相连，谐振电容cr的另一端连接到第二开关管k2的源极，第二开关管k2的源极连接到谐振电路的输入电压vin的低电位端，第一开关管k1和第二开关管k2的门极为控制端。

当然，为了进一步节约成本，信号处理单元40中包括的处理器和频率确定电路52中包括的处理器可以为同一个处理器，处理器的第一输入端与整流电路的输出端连接，处理器的第一输出端为信号处理单元40的输出端；处理器的第二输入端为频率确定电路52的输入端，处理器的第二输出端为频率确定电路52的输出端。可以理解的是，信号处理单元40中包括的处理器和频率确定电路52中包括的处理器也可以为不同的处理器，具体的连接关系在上文中已经进行了详细描述，在此，本文不再赘述。

以上对本发明所提供的谐振电路进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明都是与其它实施例的不用之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或者操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列的要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。