一种模块化雷达发射机高压电源DC‑AC变换器的制作方法

本发明涉及雷达系统中发射机技术领域，具体涉及一种模块化雷达发射机高压电源的dc-ac变换器。

背景技术：

随着雷达平台的多样化，如机载、弹载等航空、航天平台对雷达发射机的体积、重量、效率等提出更为苛刻的要求。这些要求决定了发射机高压电源必须具有结构紧凑，小体积高功率密度，同时要求高可靠性。

高压电源为了实现小体积高功率密度，采用的最有效的技术途径之一就是提高变换器的开关频率。由于雷达发射机的高压电源为升压比极高的大功率电源，随着变换器的开关频率的提高，高压形成电路的分布参数越加明显的影响变换器的工作状态。传统高压电源的设计是根据具体的要求将变换器和高压形成电路关联设计，这样可以将高压形成电路的分布参数中的一种或两种结合到变换器的工作状态中，如串联谐振变换器将漏感设计为变换器的变换器槽路中谐振元件的一部分或全部，变换器的控制和特性只适合特定的高压形成电路。对于不同的雷达发射机高压电源难以直接利用。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于提供一种模块化的发射机高压电源的通用变换器，且具有高频、高效、兼容性好的特点。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：一种模块化雷达发射机高压电源的dc-ac变换器，包括控制板和功率变换板模块，其中控制板模块包括过冲控制电路、保护电路、信号产生电路、驱动电路，功率变换板模块包括全桥变换电路；其中所述过冲控制电路通过检测高压电源输出电压和开机延时电压的比值，对高压电源的充电电流、电压进行自动适应控制，避免高压电源过冲；保护电路对高压电源偏离预设值进行检测，并对电源超出预设值的状况进行保护；信号产生电路生成全桥变换电路驱动控制信号；驱动电路将信号产生电路生成的控制信号放大，激励驱动全桥变换电路的功率开关；全桥变换电路通过不同的开关状态将输入的直流电压变换成近似方波的高频交流电压输出。

具体的，过冲控制电路由两级运放电路和两路比较器电路构成，保护电路由两路比较器电路构成，信号产生电路由通用移相控制集成电路构成，驱动电路由通用驱动集成电路构成和隔离变压器构成。

作为更具体的实施方案，所述过冲控制电路中运放n1a和n1b作为高压取样电路的放大电路，高压输出取样信号接电阻r5的一端，电阻r5的另一端与电阻r6和r7的一端连接，电阻r6另一端接电源地，电阻r7另一端接运放n1a的12脚，运放n1a的13脚接运放n1a的14脚，运放输出构成具有高输入阻抗的射随电路，运放n1a的输出端14脚经电阻r8、r10接运放n1b的9脚，可调电阻器rp1一端接电阻r8和r10的连接点，可调电阻器rp1另一端与电源地连接，电容c3并联在可调电阻器rp1的两端，运放n1a的10脚经电阻r12与电源地连接，运放n1b输出8脚接r13、r14、r19后接比较器n3b的6脚，电阻r11连接在运放n1b的9脚和输出8脚之间，电阻r17一端连接电阻r14和r19的连接点，另一端接电源地，比较器n3b的1脚输出经r4接驱动电路e点，电容c8一端连接电阻r4接驱动电路e点的一端，另一端接电源地，比较器n3b的7脚接二极管v21的正极，二极管v21的负极接电容c16的正端，比较器n3b的7脚还连接在电阻r1和r2之间的连接点，电阻r1的另一端接+15v电源，电阻r2的另一端接电源地，电阻r3一端连接比较器n3b的1脚，另一端接+15v电源，运放n1b输出8脚接r13和二极管v1、r14接保护电路f点，运放n1b输出8脚接r13一端，r13另一端接r15，r15另一端接r16和信号产生电路g点，r16另一端与电源地连接，电容c4与电阻r15和电阻r16并联，电容c16的正端经电阻r53接光藕v4的3端，光藕v4的4端接+15v的电源，光藕v4的1端接电源开机信号，光藕v4的2端接地，比较器n6b的7脚接c16的正端，比较器n6b的6脚接电阻r54、r55的连接点，电阻r54另一端接+15v的电源，电阻r55另一端和电源地连接，二极管v7与电阻r53并联，二极管v7正端与电容c16的正端相连，二极管v7负端接电阻r52一端和保护电路l点，电阻r52另一端和电源地连接，比较器n6b的1脚接r56和r57一端，r56另一端接+15v，r57另一端接电阻r58、电容c18和开关d3c的9脚，开关d3c的10脚接保护电路i点，开关d3c的8脚接欠压保护信号。

作为更具体的实施方案，所述全桥变换电路中功率开关v23和v24采用源极和漏极串联方式构成左桥臂，右桥臂由功率二极管v29a的负端和功率开关v25的漏极连接、功率开关v25的源极和功率二极管v30a的正极连接、功率二极管v30a的负端和功率开关v26的漏极连接构成，功率开关v23的漏极以及功率二极管v29a的正极接直流输入vin(+)，功率开关v24的源极和功率开关v26的源极接直流输入vin(-)，功率二极管v29b的正端与功率开关v25的源极连接，功率二极管v29b的负端与功率二极管v29a的正端连接，功率二极管v30b的正端与功率开关v26的源极连接，功率二极管v30b的负端与v30a的正端连接，功率二极管v27a正端和功率二极管v27b的负端连接，连接点接电容c20一端，功率二极管v28a正端和功率二极管v28b的负端连接，连接点接电容c20另一端，功率开关v23和功率开关v24连接点与功率二极管v27a正端和功率二极管v27b连接点为ac输出1，功率开关v25和功率开关v26连接点与功率二极管v28a正端和功率二极管v28b连接点为ac输出2，功率开关v23、v24、v25、v26两端分别并联电容c16、c18、c17、c19,全桥变换电路的电感l4的一端与功率二极管v27a和v28a的负端连接，电感l4的另一端与直流输入vin(+)连接，电感l5的一端与功率二极管v27b和v28b的正端连接，电感l5的另一端与直流输入vin(-)连接，功率开关v23的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的a处，功率开关v24的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的b处，功率开关v25的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的c处，功率开关v26的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的d处。

作为更具体的实施方案，驱动电路由四路驱动芯片和变压器构成，上下两组电路的结构完全相同，上组电路的输入接信号产生电路的a点和b点以及具有接过冲控制电路的e点，上组电路的输出包括接全桥电路的a处和b处；下组电路的输入接信号产生电路的c点和d点以及具有接过冲控制电路的e点，下组电路的输出包括接全桥电路的c处和d处；

以上组电路为例，驱动芯片n7、n8的3脚分别接二极管v17和v18的正端，驱动芯片n7的2脚接信号产生电路的a点，驱动芯片n8的2脚接信号产生电路的b点，电阻r72、r73一端接+15v，电阻r72、r73的另一端分别接二极管v17和v18的正端，二极管v17和v18的负端作为e点接过压控制电路，驱动芯片n7的6、7脚接电容c45的一端，c45的另一端接变压器t1的输入1端，变压器t1的输入2端接n8的6、7脚，变压器t1的输出3端接电阻r76一端，电阻r76另一端和变压器t1的输出4端作为a处接全桥电路，变压器t1的5端接r77一端，电阻r77另一端和t1的6端作为b处全桥电路,

作为更具体的实施方案，驱动芯片n7和n8的1脚分别接+15v电源和电容c40的正端，电容c40的负端接电源地，电阻r74和r75分别接在驱动芯片n7和n8的2脚和电源地之间，驱动芯片n7的2脚和4脚之间连接电容c39，驱动芯片n8的2脚和4脚之间连接电容c39，驱动芯片n7的4脚和5脚相连接电源地，驱动芯片n8的4脚和5脚相连接电源地，驱动芯片n7的5脚和8脚之间并联电容c41和电容c42，驱动芯片n8的5脚和8脚之间并联电容c43和电容c44，驱动芯片n7和n8的8脚接+15v电源。

作为更具体的实施方案，信号产生电路的信号产生芯片n5的16脚接r38、r35一端，r38的另一端作为h点接保护电路，信号产生芯片n5的13、12、8、7脚分别接电阻r42、r43、r44、r45一端，电阻r42、r43、r44、r45另一端作为a、b、c、d点分别接驱动电路对应位置,信号产生芯片n5的2脚分别接电阻r33的一端和电容c19的一端，电容c19的另一端连接电阻r34，电阻r33和r34的另一端连接并与信号产生芯片n5的3脚后作为g点连接过冲保护电路,

作为更具体的实施方案，电容c21和电阻r41并联后连接在信号产生芯片n5的4脚和电源地之间，信号产生芯片n5的6脚和电源地之间接电容c22，信号产生芯片n5的19脚接电阻r46的一端，电阻r46的另一端接信号产生芯片n5的14脚后接电容c25的一端，电容c25的另一端接电源地，信号产生芯片n5的18脚通过电阻r49接电源地，电容c24和电阻r48并联后连接在信号产生芯片n5的15脚和电源地之间，电容c23和电阻r47并联后连接在信号产生芯片n5的5脚和电源地之间，信号产生芯片n5的11脚和20脚接电源地，17脚悬空。

作为更具体的实施方案，保护电路的电阻r18和r20串联，电阻r18一端接+15v，电阻r18另一端接比较器n3c的9脚，电阻r20另一端接电源地，电阻r25和r26串联，电阻r25一端接+15v，电阻r25另一端接比较器n3d的11脚，电阻r26另一端接电源地，比较器n3c的14脚经电阻r23接开关d1c的8脚，开关d1c的9脚接d1d的11脚，开关d1c的10脚接d1d的12脚，开关d1d的11脚接d2b的10脚，开关d2b的9脚作为l点接过冲控制电路，开关d2b的13脚接过信号产生电路电路的h点，比较器n3d的13脚经r28接d3c的9脚，开关d3c的8脚作为i点接过冲控制电路，开关d3c的10脚接d2b的12脚。

作为更具体的实施方案，比较器n3c的14脚经电阻r22接+15v，比较器n3d的13脚经电阻r27接+15v，比较器n3c的14脚经依次经电阻r23和电容c6接电源地，比较器n3d的13脚经依次经电阻r28和电容c7接电源地。

本发明相比现有技术具有以下优点：

1、在控制板模块中，高压电源输出实时取样的电压反馈与预设的控制电压比较，通过过冲控制电路对驱动信号占空比的二次调制，控制输出的高频方波的宽度，实现对高压电源储能电容充电电流值、电压的幅度进行控制。该控制参考电压仅与高压电源充电过程相关，与高压形成电路的参数无关。在谐振变换桥的线性充电基础上，实现了dc-ac变换器与不同电压等级高压形成电路匹配通用性。

2、在功率变换模块中，v27a、v28a、v27b、v28b和l4、l5构成钳位电路，将谐振电容的电压钳位在变换器输入电压的附近，通过改变电路的工作模式，调整变换器的输出特性，适应了不同的高压形成电路的分布参数，实现了通用模块的设计要求。

3、利用叠层结构立体布局实现dc-ac变换器小尺寸高集成。变换器采用将两类电路分层布局。全桥变换器电路布局在的底层，功率器件采用直接安装在模块金属底板上，控制小信号电路采用表贴器件，高密度集成，两层之间的连接线，设计有走线固定支架，可满足航天平台冲击振动要求，实现模块化紧凑结构。

附图说明

图1为本发明实施例模块化雷达发射机高压电源的dc-ac变换器的组成框图。

图2为本发明实施例中的过冲控制电路原理图。

图3为本发明实施例中的全桥变换电路原理图。

图4为本发明实施例中的驱动电路原理图。

图5为本发明实施例中的信号产生电路原理图。

图6为本发明实施例中的保护电路原理图。

图7为dc-ac变换器分层布局图。

图8为dc-ac变换器底板布局图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

请参阅图1所示，一种模块化雷达发射机高压电源的dc-ac变换器，包括控制板和功率变换板模块，其中控制板模块包括过冲控制电路、保护电路、信号产生电路、驱动电路，功率变换板模块包括全桥变换电路；其中所述过冲控制电路通过检测高压电源输出电压和开机延时电压的比值，对高压电源的充电电流、电压进行自动适应控制，避免高压电源过冲；保护电路对高压电源偏离预设值进行检测，并对电源超出预设值的状况进行保护；信号产生电路生成全桥变换电路驱动控制信号；驱动电路将信号产生电路生成的控制信号放大，激励驱动全桥变换电路的功率开关；全桥变换电路通过不同的开关状态将输入的直流电压变换成近似方波的高频交流电压输出。

过冲控制电路由两级运放电路和两路比较器电路构成，保护电路由两路比较器电路构成，信号产生电路由通用移相控制集成电路构成，驱动电路由通用驱动集成电路构成和隔离变压器构成。

请参阅图2，所述过冲控制电路中运放n1a和n1b作为高压取样电路的放大电路，高压输出取样信号接电阻r5的一端，电阻r5的另一端与电阻r6和r7的一端连接，电阻r6另一端接电源地，电阻r7另一端接运放n1a的12脚，运放n1a的13脚接运放n1a的14脚，运放输出构成具有高输入阻抗的射随电路，运放n1a的输出端14脚经电阻r8、r10接运放n1b的9脚，可调电阻器rp1一端接电阻r8和r10的连接点，可调电阻器rp1另一端与电源地连接，电容c3并联在可调电阻器rp1的两端，运放n1a的10脚经电阻r12与电源地连接，运放n1b输出8脚接r13、r14、r19后接比较器n3b的6脚，电阻r11连接在运放n1b的9脚和输出8脚之间，电阻r17一端连接电阻r14和r19的连接点，另一端接电源地，比较器n3b的1脚输出经r4接驱动电路e点，电容c8一端连接电阻r4接驱动电路e点的一端，另一端接电源地，比较器n3b的7脚接二极管v21的正极，二极管v21的负极接电容c16的正端，比较器n3b的7脚还连接在电阻r1和r2之间的连接点，电阻r1的另一端接+15v电源，电阻r2的另一端接电源地，电阻r3一端连接比较器n3b的1脚，另一端接+15v电源，运放n1b输出8脚接r13和二极管v1、r14接保护电路f点，运放n1b输出8脚接r13一端，r13另一端接r15，r15另一端接r16和信号产生电路g点，r16另一端与电源地连接，电容c4与电阻r15和电阻r16并联，电容c16的正端经电阻r53接光藕v4的3端，光藕v4的4端接+15v的电源，光藕v4的1端接电源开机信号，光藕v4的2端接地，比较器n6b的7脚接c16的正端，比较器n6b的6脚接电阻r54、r55的连接点，电阻r54另一端接+15v的电源，电阻r55另一端和电源地连接，二极管v7与电阻r53并联，二极管v7正端与电容c16的正端相连，二极管v7负端接电阻r52一端和保护电路l点，电阻r52另一端和电源地连接，比较器n6b的1脚接r56和r57一端，r56另一端接+15v，r57另一端接电阻r58、电容c18和开关d3c的9脚，开关d3c的10脚接保护电路i点，开关d3c的8脚接欠压保护信号。

请参阅图3，功率变换板模块的全桥变换电路由四只功率开关mosfet、四只功率二极管、一只电容和两只饱和电感构成桥式结构。

所述全桥变换电路中功率开关v23和v24采用源极和漏极串联方式构成左桥臂，右桥臂由功率二极管v29a的负端和功率开关v25的漏极连接、功率开关v25的源极和功率二极管v30a的正极连接、功率二极管v30a的负端和功率开关v26的漏极连接构成，功率开关v23的漏极以及功率二极管v29a的正极接直流输入vin(+)，功率开关v24的源极和功率开关v26的源极接直流输入vin(-)，功率二极管v29b的正端与功率开关v25的源极连接，功率二极管v29b的负端与功率二极管v29a的正端连接，功率二极管v30b的正端与功率开关v26的源极连接，功率二极管v30b的负端与v30a的正端连接，功率二极管v27a正端和功率二极管v27b的负端连接，连接点接电容c20一端，功率二极管v28a正端和功率二极管v28b的负端连接，连接点接电容c20另一端，功率开关v23和功率开关v24连接点与功率二极管v27a正端和功率二极管v27b连接点为ac输出1，功率开关v25和功率开关v26连接点与功率二极管v28a正端和功率二极管v28b连接点为ac输出2。功率开关v23、v24、v25、v26两端分别并联电容c16、c18、c17、c19。全桥变换电路的电感l4的一端与功率二极管v27a和v28a的负端连接，电感l4的另一端与直流输入vin(+)连接，电感l5的一端与功率二极管v27b和v28b的正端连接，电感l5的另一端与直流输入vin(-)连接。

功率开关v23的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的a处，功率开关v24的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的b处，功率开关v25的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的c处，功率开关v26的栅极和源极之间并联一电阻，且连接到驱动电路的d处。当dc-ac变换器构成的发射机高压电源在轻载的时候或外接高压形成电路的分布电容过大时，功率二极管v27a/v28b或功率二极管v27b/v28a导通将谐振电容的电压钳位在输入电源电压，制约了dc-ac变换器能量的输出，限制输出电压的上升，弱化了分布参数的影响，改善了高压电源的负载特性。其中l4、l5为饱和电感，为钳位电压提供钳位点的回滞电压，避免变换器工作模式的频繁改变。

请参阅图4，驱动电路由四路驱动芯片和变压器构成，上下两组电路的结构完全相同，上组电路的输入接信号产生电路的a点和b点以及具有接过冲控制电路的e点，上组电路的输出包括接全桥电路的a处和b处；下组电路的输入接信号产生电路的c点和d点以及具有接过冲控制电路的e点，下组电路的输出包括接全桥电路的c处和d处。

以上组电路为例，驱动芯片n7、n8的3脚分别接二极管v17和v18的正端，驱动芯片n7的2脚接信号产生电路的a点，驱动芯片n8的2脚接信号产生电路的b点，电阻r72、r73一端接+15v，电阻r72、r73的另一端分别接二极管v17和v18的正端，二极管v17和v18的负端作为e点接过压控制电路，驱动芯片n7的6、7脚接电容c45的一端，c45的另一端接变压器t1的输入1端，变压器t1的输入2端接n8的6、7脚，变压器t1的输出3端接电阻r76一端，电阻r76另一端和变压器t1的输出4端作为a处接全桥电路，变压器t1的5端接r77一端，电阻r77另一端和t1的6端作为b处全桥电路。驱动芯片n7和n8的1脚分别接+15v电源和电容c40的正端，电容c40的负端接电源地，电阻r74和r75分别接在驱动芯片n7和n8的2脚和电源地之间，驱动芯片n7的2脚和4脚之间连接电容c39，驱动芯片n8的2脚和4脚之间连接电容c39，驱动芯片n7的4脚和5脚相连接电源地，驱动芯片n8的4脚和5脚相连接电源地，驱动芯片n7的5脚和8脚之间并联电容c41和电容c42，驱动芯片n8的5脚和8脚之间并联电容c43和电容c44，驱动芯片n7和n8的8脚接+15v电源。

请参阅图5，信号产生电路的信号产生芯片n5的16脚接r38、r35一端，r38的另一端作为h点接保护电路，信号产生芯片n5的13、12、8、7脚分别接电阻r42、r43、r44、r45一端，电阻r42、r43、r44、r45另一端作为a、b、c、d点分别接驱动电路对应位置。信号产生芯片n5的2脚分别接电阻r33的一端和电容c19的一端，电容c19的另一端连接电阻r34，电阻r33和r34的另一端连接并与信号产生芯片n5的3脚后作为g点连接过冲保护电路。电容c21和电阻r41并联后连接在信号产生芯片n5的4脚和电源地之间，信号产生芯片n5的6脚和电源地之间接电容c22，信号产生芯片n5的19脚接电阻r46的一端，电阻r46的另一端接信号产生芯片n5的14脚后接电容c25的一端，电容c25的另一端接电源地，信号产生芯片n5的18脚通过电阻r49接电源地，电容c24和电阻r48并联后连接在信号产生芯片n5的15脚和电源地之间，电容c23和电阻r47并联后连接在信号产生芯片n5的5脚和电源地之间，信号产生芯片n5的11脚和20脚接电源地，17脚悬空。

请参阅图5，保护电路的电阻r18和r20串联，电阻r18一端接+15v，电阻r18另一端接比较器n3c的9脚，电阻r20另一端接电源地，电阻r25和r26串联，电阻r25一端接+15v，电阻r25另一端接比较器n3d的11脚，电阻r26另一端接电源地，比较器n3c的14脚经电阻r23接开关d1c的8脚，开关d1c的9脚接d1d的11脚，开关d1c的10脚接d1d的12脚，开关d1d的11脚接d2b的10脚，开关d2b的9脚作为l点接过冲控制电路，开关d2b的13脚接过信号产生电路电路的h点，比较器n3d的13脚经r28接d3c的9脚，开关d3c的8脚作为i点接过冲控制电路，开关d3c的10脚接d2b的12脚。作为优化的结构，比较器n3c的14脚经电阻r22接+15v，比较器n3d的13脚经电阻r27接+15v，比较器n3c的14脚经依次经电阻r23和电容c6接电源地，比较器n3d的13脚经依次经电阻r28和电容c7接电源地。

综上，过冲控制电路在高压开机信号(hvon)有效地情况下，检测高压电源输出电压和开机延时电压的比值(n3b及外围电路)，控制电压上升速率与变换器的输出电压上升速率相适应，通过产生比值信号(e点)对信号产生电路的移相驱动信号的占控比进行二次调制，以控制dc-ac变换器输出的高频交流电压方波的宽度，实现不同电压等级的发射机高压电源的充电电流、电压的自动适应控制。

请参阅图7和图8，该功能电路利用叠层结构立体布局实现dc-ac变换器小尺寸高集成。电路采用表贴器件和壳体采用轻质铝合金，将大功率器件集中布局在底板上，利用底板传导散热，实现模块化、小型化和轻量化紧凑结构。

其中，本实施例中，主要器件功率功率开关v23～v26为ixkh35n60c5，功率二极管v27～v30为dsee30－12a，信号产生芯片n5为uc2879，驱动芯片n7～n10为ixdn614pi，过冲控制电路中的电阻r6为200k，开关频率130khz±10khz。输出功率容量为1000w。

输出电压保持130％的过压保护、50％的欠压保护特性，l4、l5为饱和电感饱和电流取变换器满载功率的20％的工作电流。

在本实施方式中，通过可调电阻器rp1的调节，可以调节输出电压，通过电阻r53、r1、r2调节可调节高压电源充电斜率。

本发明的工作原理简述为：控制板产生四路驱动信号，其中a、b路信号相位差为固定的180°，c、d路信号相位差为固定的180°，a/b路和c/d路之间相位差受过冲控制电路输出电压二次调制，功率变换器电路的全桥电路的四只功率开关管按调制后的驱动信号控制导通或关断，将输入100v直流的变换为频率130khz±10khz，幅度0v～±100vp-p近似方波的高频交流输出，变换器的ac输出1和ac输出2的输出连接器分别接到接高压形成电路的高压变压器(1：100)的初级绕组，次级经倍压整流后输出0～19kv的高压直流电压。

本方本方法由于采用占空比二次调制技术，结合高频化、软开关、饱和电感谐振钳位实现了变换器功率体积比大、变换效率高、通用性好的特点。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。