电流型精简矩阵变换器及其协调控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及电流型精简矩阵变换器及其协调控制方法。

背景技术：

随着离子加速器在各领域的广泛应用，对其励磁电源性能也提出了更为苛刻的要求。磁铁负载对其励磁电源响应速度有严格要求，以保证磁场的快速变化，同时，要能够将加速器中多余能量快速释放。针对传统磁铁电源功率因数低，谐波污染大，能量不能双向流动等问题，亟需一种低成本高效率且能实现能量回馈电网的“绿色”磁铁电源。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种性能优良、效率高的电流型精简矩阵变换器。

本发明所要解决的另一个技术问题是提供该电流型精简矩阵变换器的协调控制方法。

为解决上述问题，本发明所述的电流型精简矩阵变换器，其特征在于：该变换器包括三相输入电源、输入滤波器、矩阵斩波器、高频变压器、电流型斩波器、输出滤波器和负载；所述三相输入电源的输出端口r、输出端口s、输出端口t与所述输入滤波器的输入端口r0、输入端口s0、输入端口t0对应相连；所述输入滤波器的输出端口r1、输出端口s1、输出端口t1对应接至所述矩阵斩波器的输入侧端口r2、输入侧端口s2、输入侧端口t2；所述高频变压器的原边端口a、原边端口b对应连接所述矩阵斩波器的输出侧端口a0、输出侧端口b0，该高频变压器的副边端口a、副边端口b接至所述电流型斩波器的输入侧端口a0、输入侧端口b0；所述电流型斩波器的输出端口w、输出端口v分别与所述输出滤波器的输入端口w0、输入端口v0相连，该输出滤波器的输出端口w1、输出端口v0与所述负载的端口w2、端口v2连接。

所述矩阵斩波器中的开关sapp、sann、sbpp、sbnn、scpp、scnn均采用双向开关来替代。

所述电流型斩波器所用电压双向型开关包括串联在一起的一个全控管igbts1和一个二极管d1；所述全控管的集电极与所述二极管的阳极相连。

如上所述的电流型精简矩阵变换器的协调控制方法，其特征在于：所述矩阵斩波器采用双极性空间矢量调制方法后，依据所述矩阵斩波器的同步信号和输出电流的方向对所述电流型斩波器进行发波控制即可。

所述双极性空间矢量调制方法包括下述步骤：

⑴将策略扇区进行划分，划分原则为某一相相电压的绝对值达到最大，且与其余两相电压极性相反；

⑵进行双极性空间矢量合成：每个传统开关周期ts分成两个相等半周期，在前ts/2周期时，基本矢量由两个有效矢量和一个零矢量合成，在后ts/2周期，基本矢量是由前ts/2周期方向相反的有效矢量和同一零矢量合成，可使得在一个ts周期中得到大小相同方向相反的两个矢量；

⑶依据电流矢量所处扇区，计算前ts/2周期，有效矢量占空比分别为dx1，dy1，零矢量占空比d0=1-dx1-dy1；后半周期矢量采用前ts/2周期得到的占空比，即dx2=dx1，dy2=dy1。

所述步骤⑴中当usa>0,usb<0,usc<0时为第一扇区；当usa>0,usb>0,usc<0时为第二扇区；当usa<0,usb>0,usc<0时为第三扇区；当usa<0,usb>0,usc>0时为第四扇区；当usa<0,usb<0,usc>0时为第五扇区；当usa>0,usb<0,usc>0时为第六扇区；所述usa、usb、usc为所对应的所述三相输入电源的三相输入电压。

所述发波控制是指依据所述矩阵斩波器的同步信号和输出电流的需求来控制：

在能量正传，即输出电压uo大于零，电流io大于零时，若所述矩阵斩波器输出同步信号为正，所述高频变压器原边电压亦为正，则所述电流型斩波器左上桥臂开关s1和右下桥臂开关s4开通；若所述矩阵斩波器输出同步信号为负，所述高频变压器原边电压为负，则所述电流型斩波器右上桥臂开关s2和左下桥臂开关s3开通；

在能量续流馈能，即输出电压uo小于零，电流io大于零时，若所述矩阵斩波器输出同步信号为正，此时所述高频变压器原边电压亦为正，则所述电流型斩波器左上桥臂开关s2和右下桥臂开关s3开通；若所述矩阵斩波器输出同步信号为负，所述高频变压器原边电压为负，则所述电流型斩波器右上桥臂开关s1和左下桥臂开关s4开通。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、本发明电流型精简矩阵变换器(reducedmatrixconverter，crmc)是一种新型功率变换器，所采用的拓扑结构具有转换级数少、功率密度和转换效率高、输入输出电气隔离以及能量正传和续流馈能等优点，适合用于需提供直流而又要求续流馈能的场合，如离子加速器磁铁电源。同时，本发明具有输入电流正弦、输入单位功率因数和输出恒定直流的优良输入输出性能，并具备能量正传和续流馈能功能，高频变压器耦合前后级斩波器，实现了负载与电网的隔离，提高了系统安全性。

2、本发明crmc前级矩阵变换器仅通过一级变换就实现了将工频交流电压变换成高频正负脉冲电压，便于后级高频变压器传输，相对传统变换器，省去了逆变环节，简化了拓扑电路，提高了效率。

3、本发明本发明采用前后级协调控制策略，前级矩阵斩波器采用双极性空间矢量调制策略，后级电流斩波器经高频变压器与前级矩阵斩波器耦合，依据前级矩阵斩波器发出的同步信号和输出电流方向实现协调波形控制，可使变换器输出稳定直流，具备能量正传和续流馈能功能(一、二象限)。

4、本发明控制方法简单，实现起来比较容易，更加绿色环保。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

图1为本发明的拓扑电路图。

图2为本发明共射极双向开关示意图。

图3为本发明单管加整流桥双向开关示意图。

图4为本发明反并联双向开关示意图。

图5为本发明四象限说明示意图。

图6为本发明三相输入电压扇区划分示意图。

图7为本发明双极性空间矢量调制策略矢量合成示意图。

图8为本发明双极性矢量调制策略占空比分配示意图。

图9为本发明crmc整流级输出电压导通顺序图。

图10为本发明crmc能量正传时，后级电流型斩波器控制波形。

图11为本发明crmc续流馈能时，后级电流型斩波器控制波形。

图12为crmc输入相电压和相电流波形。

图13为crmc输出电压和电流波形。

图14为crmc能量正传时变压器原边电压和电流局部放大波形。

图15为crmc续流馈能时变压器原边电压和电流的局部放大波形。

图中：1—三相输入电源；2—输入滤波器；3—矩阵斩波器；4—高频变压器；5—电流型斩波器；6—输出滤波器；7—负载。

具体实施方式

如图1所示，电流型精简矩阵变换器，该变换器包括三相输入电源1、输入滤波器2、矩阵斩波器3、高频变压器4、电流型斩波器5、输出滤波器6和负载7。

三相输入电源1的输出端口r、输出端口s、输出端口t与输入滤波器2的输入端口r0、输入端口s0、输入端口t0对应相连；输入滤波器2的输出端口r1、输出端口s1、输出端口t1对应接至矩阵斩波器3的输入侧端口r2、输入侧端口s2、输入侧端口t2；高频变压器4的原边端口a、原边端口b对应连接矩阵斩波器3的输出侧端口a0、输出侧端口b0，该高频变压器4的副边端口a、副边端口b接至电流型斩波器5的输入侧端口a0、输入侧端口b0；电流型斩波器5的输出端口w、输出端口v分别与输出滤波器6的输入端口w0、输入端口v0相连，该输出滤波器6的输出端口w1、输出端口v0与负载7的端口w2、端口v2连接。

其中：矩阵斩波器3中的开关sapp、sann、sbpp、sbnn、scpp、scnn均采用双向开关来替代（参见图2、图3和图4）。

电流型斩波器5所用电压双向型开关包括串联在一起的一个全控管igbts1和一个二极管d1（参见图5）；全控管的集电极与二极管的阳极相连。

电流型精简矩阵变换器的协调控制方法是指：矩阵斩波器3采用双极性空间矢量调制方法后，依据矩阵斩波器3的同步信号和输出电流的方向对电流型斩波器5进行发波控制即可。

双极性空间矢量调制方法包括下述步骤：

⑴将策略扇区如图6所示进行划分，划分原则为某一相相电压的绝对值达到最大，且与其余两相电压极性相反。

其中：当usa>0,usb<0,usc<0时为第一扇区；当usa>0,usb>0,usc<0时为第二扇区；当usa<0,usb>0,usc<0时为第三扇区；当usa<0,usb>0,usc>0时为第四扇区；当usa<0,usb<0,usc>0时为第五扇区；当usa>0,usb<0,usc>0时为第六扇区；usa、usb、usc为图1所对应的三相输入电源1的三相输入电压。

⑵进行双极性空间矢量合成，如图7所示：每个传统开关周期ts分成两个相等半周期，在前ts/2周期时，基本矢量由两个有效矢量和一个零矢量合成，在后ts/2周期，基本矢量是由前ts/2周期方向相反的有效矢量和同一零矢量合成，可使得在一个ts周期中得到大小相同方向相反的两个矢量。

⑶依据电流矢量所处扇区，计算前ts/2周期，有效矢量占空比分别为dx1，dy1，零矢量占空比d0=1-dx1-dy1；。因是高频切换，时间延迟基本可以忽略，所以后半周期矢量可用前ts/2周期得到的占空比，即dx2=dx1，dy2=dy1，图8为双极性空间矢量调制策略占空比分配图。

例如，在第三扇区的每个ts周期内，电流矢量依次流动路径为ibc、iba、ibb、icb、iab、ibb，其中iij表示电流由i相上桥臂双向igbt流入j相下桥臂双向开关管，如ibc则表示双向开关sbp（包含sbp、spb）和scn（包含scn、snc）导通，剩余开关关闭，此时矩阵斩波器的输出电压upn=ubc。此扇区输出电压顺序依次为ubc—>uba—>ubb—>ucb—>uab—>ubb，如图9所示。同理可推导出其余五个扇区下全部开关状态组合及输出电压。同时，输出一个方波同步信号，即在前ts/2周期输出高电平，后ts/2周期输出低电平，此信号协调配合后级使用。

发波控制是指依据矩阵斩波器3的同步信号和输出电流的需求来控制：

在能量正传，即输出电压uo大于零，电流io大于零时，若矩阵斩波器3输出同步信号为正，高频变压器4原边电压亦为正，则电流型斩波器5左上桥臂开关s1和右下桥臂开关s4开通；若矩阵斩波器3输出同步信号为负，高频变压器4原边电压为负，则电流型斩波器5右上桥臂开关s2和左下桥臂开关s3开通，如图10所示；

在能量续流馈能，即输出电压uo小于零，电流io大于零时，若矩阵斩波器3输出同步信号为正，此时高频变压器4原边电压亦为正，则电流型斩波器5左上桥臂开关s2和右下桥臂开关s3开通；若矩阵斩波器3输出同步信号为负，高频变压器4原边电压为负，则电流型斩波器5右上桥臂开关s1和左下桥臂开关s4开通，如图11所示。

可使高频变压器4输出稳定直流。矩阵斩波器3、电流型斩波器5协调控制，可以实现能量的双向流动，使得电路工作于一、二象限（参见图5）。

仿真验证

为了验证本发明电流源型精简矩阵变换器及其协调控制方法的有效性和可行性，在matlab/simulink环境下进行了仿真验证。仿真过程设定如下：前0.5s运行于能量正传状态，0.5s运行于续流馈能状态，输出侧串联一直流电源模拟回馈能量，仿真结果如图12-图15所示。

图12为输入相电压和相电流波形，从图中可以看出，能量正传时，电压电流同相位，实现了单位功率因数运行，在0.5s后切换到续流馈能状态，输入电压电流相位相差180度，实现了能量的回馈，且输入电流正弦度较好，验证了本发明crmc良好的输入特性和一二象限工作能力。

图13为协调控制下crmc输出电压和电流波形，由波形知，能量正传时，电压电流均为正值，在0.5s后，电压方向改变，电流方向保持不变，且输出电压电流纹波较小，验证了在本发明协调控制下crmc工作于一、二象限，实现能量的双向流动能力。

图14为能量正传时变压器原边电压和电流的局部放大波形，由波形知，电压和电流同极性，验证了crmc工作于能量正传状态；图15为续流馈能时变压器原边电压和电流的局部放大波形，电压和电流方向相反，验证了crmc工作于馈能模式，上述结果验证了本发明协调控制策略的正确性。