一种五相及以上的变流器的调制方法与流程

本发明涉及三电平变流器的调制方法，更具体地说是涉及一种变流器相数为五相及以上的情况下的变流器的调制方法。

背景技术：

多相交流电机相比三相电机而言，除了增加转矩脉动频率，降低转矩脉动幅值之外，还因为总输出电流的增加而提高了整个变流调速系统的输出功率，对变流器功率器件的容量要求也降低了。此外，增加相数还有利于提高低速区的调速特性及容错性能，当多相中的一相或几相发生故障时，通过适当的控制，电机仍可以降功率启动和运行。大容量多相交流电机为了减小电流，多采用高压供电。因此利用多电平逆变器来驱动大容量多相电机是较为理想的选择，这样既解决了高压问题，又减少了电机的谐波损耗。随着电力电子技术的发展，尤其在大容量、高电压场合，三电平拓扑的应用越来越广泛，每个功率管承受的电压为直流侧电压的一半。此外，三电平拓扑还具有输出波形的谐波含量低、效率高的优点。

三相三电平变流器的调制方法一般有基于零序电压注入的载波调制方法和空间矢量调制方法。载波调制方法时通过将调制波和载波进行比较，输出三相开关序列，其关键在于生成特定的调制波，包括零序电压的计算等；空间矢量调制方法是通过计算每一个基本电压矢量的作用时间，从而合成特定的电压矢量，再按照规定顺序输出逆变器的三相开关序列。随着变流器相数的增多，变流器中点电位控制更为困难，基于零序电压注入的载波调制方法中零序电压的计算、空间矢量调制方法中冗余矢量分配规则的复杂度大大提升。

因此，需要提供一种在变流器相数为五相及以上时，依然能够实现三电平变流器中点电位平衡的调制方法。

技术实现要素：

本发明是为了解决上述现有技术存在的不足之处，提出一种五相及以上的变流器的调制方法，以期能在变流器相数为五相及以上的情况下正常运行，提高三电平变流器的运行可靠性，从而实现三电平变流器的优化控制。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

本发明一种五相及以上的变流器的调制方法的特点是按如下步骤进行：

步骤1、利用电压传感器采集所述变流器直流侧的上电容电压uc1和下电容电压uc2，以及所述变流器的输出相电压，并将所述输出相电压按由大到小的顺序排列后，记为第1相电压u1、第2相电压u2、……、第k相电压uk、……、第n相电压un，k＝1,2,…,n；

步骤2、根据所述变流器的占空比调制模型，得到如式(1)所示的线电压方程：

式(1)中：u12,…,uk(k+1),…,u(n-1)n分别表示所述变流器的第1相和第2相之间的线电压、第k相和第k+1相之间的线电压、……、第n-1相和第n相之间的线电压；udc为所述变流器直流侧电压的一半，且2udc＝uc1+uc2；dk,0、dk,1、dk,2分别表示所述变流器的第k相0电平、1电平、2电平的占空比；

步骤3、令所述变流器的输出侧采用星型连接方式，使得所述变流器的输出相电流加和为零，并令所述变流器的第k相1电平作用时间需满足式(2)：

d1,1＝…＝dk,1＝…＝dn,1(2)

步骤4、令所述变流器第1相电压u1由1电平和2电平组成，第n相电压un由0电平和1电平组成；并利用式(3)得到所述变流器的第k相电平的作用时间：

步骤5、利用式(4)得到所述变流器的第k相双调制波u′k和u″k：

步骤6、利用所述双调制波u′k和u″k分别与单载波进行比较，得到两个独立的pwm序列，将所述两个独立的pwm序列相加得到所述变流器的开关序列，从而实现对所述三电平逆变器的调制。

与传统的三电平变流器的调制方法相比，本发明的有益效果体现在：

1.本发明根据三电平变流器的占空比调制模型，得到多相变流器每相桥臂0、1、2电平的占空比，从而在变流器相数为五相及以上时，三电平变流器依然能够正确输出开关序列，维持中点电位平衡，并实现了调制和控制。

2.本发明与传统的调制方法相比，仅需根据多相变流器的相电压关系即可计算出每个电平的作用时间，无需计算各个矢量的作用时间和零序电压的大小，在一定程度上降低了控制算法计算的复杂程度。

3.本发明适用于任意多相变流器，无需增加任何外设，系统成本低，控制方法简单，易于实现。

附图说明

图1为现有技术中五相及以上变流器的主电路图；

图2a为现有技术中三相变流器的中点电流波形图；

图2b为现有技术中五相变流器的中点电流波形图；

图2c为现有技术中七相变流器的中点电流波形图；

图3a为本发明三相变流器在m＝0.5；m＝1状况下的双调制波形图；

图3b为本发明五相相变流器在m＝0.5；m＝1状况下的双调制波形图；

图3c为本发明七相变流器在m＝0.5；m＝1状况下的双调制波形图；

图4为本发明开关序列生成示意图；

图5为本发明任意相变流器的中点电流波形图。

具体实施方式

本实施例中，一种五相及以上的变流器的调制方法是检测三电平变流器的输出相电压，并判断相电压的大小关系。计算出满足中点电位平衡条件的变流器各相0、1、2电平的作用时间，进而获得多相变流器的双调制波，具体的说，是按如下步骤进行：

步骤1、利用电压传感器采集所述变流器直流侧的上电容电压uc1和下电容电压uc2，以及所述变流器的输出相电压，并将所述输出相电压按由大到小的顺序排列后，记为第1相电压u1、第2相电压u2、……、第k相电压uk、……、第n相电压un，k＝1,2,…,n；

具体实施中，如图1所示，变流器每相桥臂由四个开关器件、四个反并联二极管、两个钳位二极管组成。五相及以上的变流器由五个及以上桥臂组成。

步骤2、根据所述变流器的占空比调制模型，得到如式(1)所示的线电压方程：

式(1)中：u12,…,uk(k+1),…,u(n-1)n分别表示所述变流器的第1相和第2相之间的线电压、第k相和第k+1相之间的线电压、……、第n-1相和第n相之间的线电压；udc为所述变流器直流侧电压的一半，且2udc＝uc1+uc2；dk,0、dk,1、dk,2分别表示所述变流器的第k相0电平、1电平、2电平的占空比；

步骤3、令所述变流器的输出侧采用星型连接方式，使得所述变流器的输出相电流加和为零，并令所述变流器的第k相1电平作用时间需满足式(2)：

d1,1＝…＝dk,1＝…＝dn,1(2)

具体实施中，变流器中点电位unp的计算表达式为：

式(3)中，c为直流侧上下电容的容值；inp、分别为变流器中点电流、中点电流标幺值，其中im为输出相电流最大值，m为变流器的调制度。

中点电流标幺值的计算表达式为：

式(4)中，ω分别为变流器的功率因数角、角频率。

图2a，图2b，图2c分别为n＝3、5、7时，中点电流标幺值与变流器的功率因数角角频率ω之间的关系。可以看出，变流器相数为3相时，中点电流标幺值波动幅值最大，一个正弦周期内波动三次；相数为7相时，中点电流标幺值波动幅值最小，一个正弦周期内波动7次；相数为5相时，中点电流标幺值波动幅值介于两者之间，一个正弦周期内波动5次。不难得出结论，随着变流器相数增多，中点电位波动幅值逐渐减小，而波动频率逐渐升高。

利用式(2)、式3)，得到∫inpdt的计算表达式：

式(5)表明，式(2)为多相变流器中点电位平衡的必要条件。

步骤4、令所述变流器第1相电压u1由1电平和2电平组成，第n相电压un由0电平和1电平组成；并利用式(6)得到所述变流器的第k相电平的作用时间：

步骤5、利用式(7)得到所述变流器的第k相双调制波u′k和u″k：

图3a，图3b，图3c分别表示当变流器相数n＝3，5，7时，工作在调制度m＝0.5；m＝1两种情况下时获得的双调制波形图。对比图3a-3c可以看出，本发明获得的双调制波在一个正弦周期内分别表现为3段式、5段式、7段式。同一调制度下，变流器相数越多，调制波的幅值越大；同一变流器相数下，调制波的幅值与变流器调制度成正比。

步骤6、利用所述双调制波u′k和u″k分别与单载波进行比较，得到两个独立的pwm序列，将所述两个独立的pwm序列相加得到所述变流器的开关序列，从而实现对所述三电平逆变器的调制。

双调制波与单载波生成变流器的开关序列的原理图如图4所示。当调制波高于载波时，输出1电平；当调制波低于载波时，输出0电平。将双调制与单载波比较产生的开关序列相加，获得变流器调制所需的实际开关序列。

图5为任意相变流器采用本发明时获得的中点电流波形图。可以看出，采用本发明所述调制方法能够始终保证多相变流器中点电位平衡，从而确保多相变流器安全可靠运行。