基于准PR控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法与流程

本发明涉及一种双级矩阵变换器，尤其涉及一种基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法，属于双级矩阵变换器控制领域。

背景技术：

双级矩阵变换器(two-stagematrixconverter，tsmc)是在传统矩阵变换器(conventionalmatrixconverter，cmc)的基础上衍生出来的。省去了传统交直交变换器中间的直流环节，因此变换器的功率密度得到一定的提升。除此之外，tsmc还具有能量可双向流动，输入电流正弦，输入功率因数可控等诸多优点。在电机驱动，电能质量改善和风力发电等许多领域具有很大的发展潜力。

其拓扑结构分为整流级和逆变级，整流级是由六个双向开关组成的电流源型整流器，逆变级是传统的三相两电平电压源型逆变器。正由于整流级是电流源型，其输入侧电流存在由开关频率引起的高频谐波。因此，为了滤除输入电流中的高频成分，需采用lc型滤波器，以减小对网侧的高频谐波污染。目前，tsmc常采用的是双空间矢量(doublespacevectorpulsewidthmodulation，dsvpwm)调制策略，根据整流级有无零矢量，整流级又可分为两种调制策略。无论整流级采用哪种调制策略，其输入电流空间矢量的相位均来自网侧电压矢量的相位，一般情况下，直接使用网侧电压矢量相位替代变换器输入侧电流矢量的相位，从而获取整流级开关占空比，但由于输入滤波器的存在和系统其他参数的变化，种种原因都可能会引起网侧电流的相位移动。并不能实现网侧电压与电流同相位，因此需采用闭环控制对网侧电流的相移进行补偿，从而实现网侧单位功率因数。

技术实现要素：

为克服输入滤波器和系统其他参数对网侧功率因数的影响，本发明提供了一种基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法，当系统参数变化时，均能实现网侧单位功率因数。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明所述双级矩阵变换器由整流级和逆变级构成，在本发明中，基于双空间矢量调制策略对网侧单位功率因数运行进行控制，所述双空间矢量调制策略包括逆变级电压空间矢量调制和整流级电流空间矢量调制，其中逆变级电压空间矢量调制是指计算逆变级电压空间矢量调制所需要的电压调制比和相角；整流级电流空间矢量调制是指计算整流级电流空间矢量调制所需要的电流调制比和输入电流矢量相角；为实现网侧单位功率因数，本发明提出了一种基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法；通过将网侧电压和电流归一化，然后利用其归一值构成网侧电流闭环，准pr控制器的输出作为整流级调制输入电流矢量，然后求出其相位角用于整流级的输入电流矢量调制，逆变级采用常规的输出电压矢量调制。本发明所述一种基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法，具体实现步骤包括：

(1)采集三相网侧电压和三相网侧电流值，并分别对其进行3/2变换；

(2)分别计算出网侧相电压和电流幅值，然后将其归一化；

(3)构建网侧电流闭环控制，分别将网侧电压αβ分量归一化的值作为闭环控制的给定值，将网侧电流αβ分量归一化的值作为反馈值，从而形成电流闭环控制；

(4)建立变换器输入侧电流数学模型，根据所提控制结构写出网侧电流闭环控制框图；

(5)基于根轨迹理论分析确定出准pr控制器参数；

(6)将网侧电压αβ分量归一化的值与网侧电流αβ分量归一化的值之间的偏差分别作为两个准pr控制器的输入，准pr控制器的输出分别作为变换器输入侧电流调制矢量的αβ分量；

(7)根据(6)中得到的变换器输入侧电流调制矢量的αβ分量求出整流级输入电流调制矢量的相位角，从而实现网侧单位功率因数控制(逆变级采用常规的调制)。

本发明与已有技术相比具有明显的优点和有益效果，借助上述技术方案，本发明一种基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法可达到相当的技术进步性和实用性，为双级矩阵变换器在实际的市场应用提供了理论依据，其至少具有下列优点：

(1)本发明设计的闭环控制结构更为简单；

(2)本发明不存在相关参数的离线计算，当系统参数变化时，仍能实现网侧单位功率因数，鲁棒性较已有技术方案强；

(3)本发明由于采用的是准pr控制器，因此避免了旋转坐标变换，降低了系统计算量，可以获得与pi控制在旋转坐标系下相同的跟踪性能，实现对交流信号的无静差跟踪。

附图说明

图1是双级矩阵变换器拓扑结构图

图2是基于准pr控制的网侧单位功率因数实现框图

图3是网侧等效电路图

图4是网侧电流闭环控制结构框图

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的描述：

双级矩阵变换器拓扑结构如图1所示，开关主电路分为两级：整流级和逆变级。整流级是由六个双向开关组成的电流源型整流器，逆变级是传统的三相两电平电压源型逆变器。通过虚拟直流侧耦合在一起，因此整流级可采用零电流换流方式，减小开关损耗。

为解决现有网侧单位功率因数控制方法需离线计算相应参数，鲁棒性较差的不足，本发明提出了如图2所示的基于准pr控制的双级矩阵变换器网侧功率因数控制方法。与已有的网侧功率因数控制方法不同的是，图2通过将网侧电压和电流归一化，然后采用准pr控制器构成网侧电流归一值闭环控制，当系统参数变化时，能实现对变换器输入侧电流矢量的自适应调整，无需离线计算，具有较好的鲁棒性。

该方法的具体实现步骤包括：

(1)计算网侧电压和电流幅值，并将其归一化。

对采集的三相网侧电压和电流分别进行3/2变换，得到网侧电压和电流的αβ分量，可求得网侧电压和电流的幅值：

式中ish，ush(h∈(α,β))分别为网侧电流和电压在α，β轴下的分量；usm，ism分别为网侧相电压和电流幅值；

进而可得网侧电压和电流归一化后的值：

式中ush^*，ish^*分别为网侧电压和电流的归一值。

为了基于根轨迹理论分析确定准pr控制器参数，在此将电流、电压归一化传递函数写成如下形式：

式中的ki，ku分别为电流、电压归一化系数。

(2)建立输入侧电流数学模型。

根据图3所示的网侧等效电路图，基于基尔霍夫定律(kirchhofflaw)可得：

式中：uij、iij(j∈(a,b,c))分别表示变换器输入侧三相电压和电流；usj、isj分别为网侧三相电压和电流；ilj为流过滤波电感的电流；对上式进行拉氏变换，可得其在s域的数学关系：

消除上式中的ilj(j∈(a,b,c))，可得isj与iij之间的s域传递函数：

将上式由三相静止坐标系下变换到两相静止坐标系下：

其中rf、lf、cf分别为阻尼电阻、滤波电感和电容；iiα、iiβ、usα、usβ分别为变换器输入侧电流和网侧电压在α，β轴下的分量；isαisβ分别表示网侧电流在α，β轴下的分量。α轴电流与β轴电流分量没有dq坐标系下的交叉耦合，实现彼此的解耦控制。

(3)网侧电流闭环控制的空间矢量实现。

如图2所示，求出网侧电压和电流的归一化值的αβ分量后，将其偏差分别作为两个准pr控制器的输入，从而实现网侧电流归一值对网侧电压归一值的闭环跟踪：

δeh＝ush^*-ish^*；

式中：δeh(h∈(α，β))分别为网侧电压和电流αβ分量归一值之间的偏差；

进而可求得变换器输入侧电流调制矢量αβ分量：

式中：kp为比例项系数，kr为谐振项系数，ωc为pr控制器的截止频率，isα，isβ分别为变换器输入侧电流调制矢量αβ分量；

根据求得的输入电流调制矢量可计算出整流级电流矢量调制相位角：

θi＝arctan(iiβ/iiα)；

式中，θi为输入电流矢量相位角；

求出相位角后即可用于整流级的输入电流矢量调制，逆变级采用常规的输出电压矢量调制。

(4)基于根轨迹理论分析确定准pr控制器参数。

本发明采用的准pr控制器传递函数如下所示：

根据图2所示的闭环控制框图，根据自控原理知识，可写出如图4所示的网侧电流闭环控制结构框图。

图中，gpr(s)为准pr控制器传递函数；gpwm(s)为变换器传递函数，kpwm为等效增益，一般令其为1，tpwm为系统采样周期和等效延时，通常取采样时间的1.5倍；glcr(s)为输入侧传递函数；usα^*、isα^*分别为网侧电压、电流归一值。

根据结构框图利用梅森公式可求得网侧电流归一值为：

由于准pr控制器在谐振频率处增益趋于无穷大，因此上式中的gpr(s)远大于1，即上式中右端usα^*增益近似等于1，实现了对输入的无静差跟踪，第二项增益近似为0。可得网侧电流开环传递函数为

根据系统开环传递函数可知，系统闭环传递函数为5阶系统，本发明分别以kp、kr和ωc为根轨迹增益进行根轨迹分析；根据系统闭环极点的分布，在满足系统稳定性的前提下，应追求良好的动态性能，从而分析控制器参数对系统稳定性的影响，最终确定出准pr控制器参数。