本发明涉及电力电子领域，特别是一种高精度特种电源及其控制方法。
背景技术：
随着现代工业的飞速发展，各种用电设备及电源装置所产生的谐波对市电电源的污染问题日益严重。为有效消除形形色色的电网干扰对用电设备的和通信网络造成的破坏，为用电设备提供可靠、高质量的纯净电源，高精度特种电源以其较优的性能在各种电力环境下都为各种供电设备提供最完善的保护而得到广泛应用。在航空航天、工业、环保、医疗、国防和科研等方面，高精度特种电源具有广泛应用，需求量十分大。上述领域的所需电源的技术指标要求不同于通用电源，对输出的电压波形有特殊要求，对电源的稳定度、精度、动态响应及纹波要求特别高。
目前大部分特种电源系统由五部分组成：主路、旁路、电池等电源输入电路，进行ac/dc变换的整流器(rec)，进行dc/ac变换的逆变器(inv)，逆变和旁路输出切换电路以及蓄能电池。电源的交流输出由其逆变器完成，三电平钳位型逆变器因死区效应和器件开关动作，系统存在多种谐波，会流经中性点引起中性点电压偏移，进一步对逆变器的输出电压和输出电流造成影响，而高精度特种电源则要求逆变器的输出电压需具备高精度，高稳定度，即需要对逆变器输出中含有的谐波进行有效抑制。
从逆变器控制策略来看，目前的研究主要集中于静止坐标系下的重复控制(repetitivecontrol，rc)、比例谐振控制(proportionalresonant，pr)，以及同步旋转坐标下的pi控制、pr控制和rc控制等。在静止坐标系下，重复控制鲁棒性好，精度高，但在控制上有延时问题，影响控制效果。比例谐振控制本质上为正弦信号的广义积分，在谐振频率处拥有无穷大增益，实现该频率的零误差稳态跟踪。需要多个pr控制器并联使用，且不同频率谐波之间存在相互干扰，易导致系统不稳定，设计难度高，系统复杂。多同步旋转坐标系下，通过锁相环生成多个同步旋转坐标，从而将负载6k±1次谐波转换为旋转坐标系下的直流量，对直流量通过2k组pi控制即可实现无静差跟踪，但开关器件的高频动作导致输出的谐波具有多频率特性，实际控制系统中多个旋转坐标不易实现，故工程中只能应用在特定次谐波治理的场合。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种高精度特种电源及其控制方法，降低输出电压和电流的畸变率，保证特种电源高精度和高稳定度的输出。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种高精度特种电源，包括前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器；所述前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器经有源中点lc滤波器与后级三电平中点钳位式dc/ac变换器相连；所述有源中点lc滤波器包括滤波电感和两个串联的滤波电容，所述滤波电感的一端与前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器中性点相连，另一端与后级三电平中点钳位式dc/ac变换器的中性点相连，即与两个滤波电容的中点相连。
所述有源中点lc滤波器的滤波电感和滤波电容的取值满足以下关系式：
其中，ff表示有源中点lc滤波器的截止频率，fc表示前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器的开关频率，fn表示后级三电平中点钳位式dc/ac变换器的开关频率，ff_max表示有源中点lc滤波器截止频率的最大允许值，ff_min表示有源中点lc滤波器截止频率的最小允许值，δvn_max表示最大允许电压纹波系数，δic_max表示最大允许纹波电流，vdc表示直流侧电压，td表示前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器功率开关管的死区时间，iload表示负载额定电流；c1、c2为两个滤波电容的电容值；lo为滤波电感值。
所述后级三电平中点钳位式dc/ac变换器采用重复控制嵌入pi的复合控制器，该复合控制器中，重复控制器的延时环节分解为整数部分和分数部分：
z-n＝z-i·z-f；
其中，z-n为n拍延时环节，n为延时拍数；z-i为延时环节的整数部分；z-f为延时环节的小数部分；且n＝i+f。
所述重复控制器延时环节的分数部分z-f由一阶泰勒展开式获得小数补偿器，
f(z)≈1+f(z-1-1)；
其中，f(z)为小数补偿器，f为延时拍数n的小数部分；z-1为单拍延时单元。
本发明还提供了一种上述高精度特种电源的控制方法，其包括以下步骤：
1)对后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相输出参考电压ura、urb、urc进行坐标转换，得到dq坐标下的参考输出电压信号urd、urq为：
采集三相实际输出电压voa、vob、voc并经过dq单同步旋转坐标变换，计算得到dq坐标下的实际输出电压信号ud、uq为：
其中，ω1为基波频率；
2)将dq坐标下实际输出电压信号ud、uq分别与预设dq坐标下参考输出电压信号urd、urq比较，分别生成电压误差调节信号εd、εd，将误差信号送入pi控制器与快速重复控制器并联的复合控制器进行复合调节，得到输出电压的反馈控制信号ucd、ucq：
其中，εd、εd分别所述误差信号，gpi(z)为pi控制器传递函数，gfrc(z)为快速重复控制器传递函数；
3)将输出电压的反馈控制信号ucd、ucq进行坐标逆变换，得到三相电压输出控制信号v*oa、v*ob、v*oc：
4)计算出t时刻后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相输出电压信号va(t)、vb(t)、vc(t)为：
其中，ila(t)、ila(t)、ila(t)分别为t时刻后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相交流输出侧的输出电流，lo为输出侧滤波电感；
5)根据后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相输出电压信号va、vb、vc，采用pwm调制方法，得到各相的驱动信号，用来控制逆变器功率器件的通断。
快速重复控制器传递函数gfrc(z)的表达式为：
其中，q(z)为重复控制器内部低通滤波环节传递函数，gf(z)为补偿环节传递函数，z-n为延时环节，n＝fs/f0，fs为系统采样频率，fo为重复控制器内模单元的频率；q(z)＝m(z)f(z)，f(z)小数补偿器，m(z)级联零相移低通滤波器级联，且m(z)＝(α0z+α1+α0z-1)n，n表示m(z)的阶数，α0和α1为级联零相移低通滤波器m(z)的调节参数，且满足α0+2α1＝1。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明引入了前级飞跨电容式dc/dc变换器为后级三电平钳位型逆变器提供有源中点，引入了有源中点lc滤波器，有效滤除前级飞跨电容式dc/dc变换器和后级npc逆变器的谐波分量，可以有效维持中性点电压的稳定，降低后级npc逆变器的输出电流和输出电压的畸变率，给出了lc的设计范围，可以为工程设计提供参考；此外，系统的整体控制方法为快速重复控制嵌入pi的复合控制策略，针对重复控制存在非正数拍延迟环节，引入了小数补偿器，提高了重复控制的跟踪精度，避免了跟踪频率的偏移问题。最后，快速重复控制嵌入pi的复合控制策略能有效提高逆变器的工作效率，保证其在1/6个电网周期内实现稳定输出，稳态补偿精度高，且能实时地适应负载的变化，具有良好的动态性能；该复合控制策略对存储空间和运算速度的要求不高，应用前景较为广阔。
附图说明
图1为本发明一实施例的结构图；
图2为本发明一实施例的有源中点滤波器参数取值范围示意图；
图3为本发明一实施例的快速重复控制嵌入pi的复合控制框图；
图4为本发明一实施例的逆变器整体控制原理图。
具体实施方式
参见图1，为高精度特种电源拓扑结构，包括全桥整流器，前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器，有源中点lc滤波器，后级三电平中点钳位式dc/ac变换器，输出lc滤波器。
其中，有源中点lc滤波器包括一个滤波电感lo，两个滤波电容c1、c2。滤波电感lo的一端与前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器中性点相连，另一端与后级三电平中点钳位式dc/ac变换器的中性点相连，即与滤波电容c1和c2的中点相连。两个滤波电容串联后与后级三电平中点钳位式dc/ac变换器的两端相连，两个滤波电容的公共连接点为后级三电平中点钳位式dc/ac变换器提供有源中性点，即电容c1、c2既承担lc滤波器的电容滤波功能，同时承担后级电路的电容稳压功能。
参见如图2，为滤除前级dc/dc变换器与后级dc/ac变换器的高次谐波分量，同时限制中性点的电压纹波与电流纹波，该二阶高频滤波器的电感l和电容c的取值应满足如图所示的阴影区域，其对应的计算公式为：
其中，ff表示滤波器的截止频率，fc表示前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器的开关频率，fn表示后级三电平中点钳位式dc/ac变换器的开关频率，ff_max表示滤波器截止频率的最大允许值，ff_min表示滤波器截止频率的最小允许值，δvn_max表示最大允许电压纹波系数，δic_max表示最大允许纹波电流，vdc表示直流侧电压，td表示前级三电平飞跨电容式dc/dc变换器功率开关管的死区时间。
此外，参见图3，系统的整体控制方法为快速重复控制嵌入pi的复合控制策略，针对重复控制存在非正数拍延迟环节，设计了小数补偿器，提高了重复控制的跟踪精度。该重复控制器的非整数拍延时环节分解为整数部分和分数部分，分数部分z-f在1处的一阶泰勒展开式获得小数补偿器，
z-n＝z-i·z-f
延时环节整数部分小数部分
由于小数补偿器具有低通滤波器特性，为满足控制的带宽要求，引入级联零相移低通滤波器m(z)，由小数补偿器和级联零相移低通滤波器级联构成传统重复器的低通滤波器环节q(z)，其计算方法为，
q(z)＝m(z)f(z)＝(α0z+α1+α0z-1)nz-f
其中，n表示所述级联零相移低通滤波器m(z)的阶数，α0和α1为滤波器调节参数，且满足α0+2α1＝1。
参见图4，为基于pi+frc的后级三电平中点钳位式dc/ac变换器整体控制原理图。设后级dc/ac变换器三相输出参考电压为ura、urb、urc，对其进行单同步旋转坐标转换，得到dq坐标下的参考输出电压信号urd、urq为：
将三相实际输出电压voa、vob、voc经过dq单同步旋转坐标变换，则输出电压中的基波分量转化为直流量，6k±1次谐波分量转化为6k次交流分量，计算得到dq坐标下的实际输出电压信号ud、uq为：
将实际输出电压信号ud、uq分别与参考输出电压信号urd、urq比较，生成误差信号，该误差信号送入pi控制器与快速重复控制器并联的复合控制器进行复合调节，得到输出电压的反馈控制信号ucd、ucq：
其中，εd、εd分别所述误差信号，gpi(z)为pi控制器传递函数，gfrc(z)为快速重复控制器传递函数。
快速重复控制器设计如下：
其中，q(z)为滤波环节传递函数，由小数补偿器和级联零相移低通滤波器级联构成传统重复器的低通滤波器环节，gf(z)为补偿环节传递函数，z-n为延时环节，n＝fs/f0，fs为系统采样频率。
实际上，该快速重复控制器的传递函数可以展开为：
由上式可见，当角频率w给定，则重复控制对角频率为整数倍w的周期信号均可以实现无穷大的增益，可以实现准确跟踪和响应。
根据上述计算方法，在基波频率ω1同步旋转坐标系下各次谐波分量均转化为6ω1倍数次交流量，这为短延时的快速重复控制提供了有利条件。在快速重复控制方法中，延时时间可由传统重复控制的1个电网周期t1缩短为1/6个电网周期t1/6，即t0＝t1/6。同时，该重复控制器对6ω1倍数次交流信号的增益无穷大，可以有效抑制系统中的6k±1次谐波分量，实现高精度稳定输出。
参见图4，将输出电压的反馈控制信号ucd、ucq进行坐标逆变换，得到三相电压输出控制信号v*oa、v*ob、v*oc：
进而计算出t时刻后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相输出电压信号va(t)、vb(t)、vc(t)为：
其中，ila(t)、ila(t)、ila(t)分别为t时刻后级三电平中点钳位式dc/ac变换器三相交流输出侧的输出电流，lo为输出侧滤波电感。
根据逆变器三相输出电压信号va、vb、vc，采用pwm调制方法，得到各相的驱动信号，用来控制逆变器十二个功率器件的关断，输出符合系统要求且具备高精度的稳定的电压，可应用于军工、航天、科研以及医疗等对特种电源有所要求的领域。