一种双降压升压型AC‑AC变换器模块的制作方法
本发明属于配电网运行配电调压技术领域，尤其涉及一种双降压升压型ac-ac变换器模块。
背景技术：
随着国民经济的快速发展，负荷增长迅速，配电网的电压跌落与电压突升等造成的配电网电能质量变差问题日益突出。电压的跌落与突升会影响用户用电设备的正常工作，尤其工业过程控制、精密仪器以及计算机系统等敏感负荷的安全稳定运行。虽然配电网电压质量问题受到了很大的重视，但是当前在配电网调压的实际应用中，通过无功补偿装置和变压器分接头调压具有电压调节范围有限、适应性差、灵敏度低等问题，无法满足电压实时跟踪补偿的要求，对一些精密仪器、敏感设备并不适用；动态电压调节器虽然可以实现对用电设备电压实时调控的功能，但电压调节范围有限，也做不到深度、长时的电压调节，并且直流储能单元的存在增大了设备体积和成本。基于此，有必要针对目前配电网电压跌落或者突升造成的电能质量问题，提供一种新型的、实用的、高效的、精确稳定的低压配电网电压调控装置。
技术实现要素：
本发明就是针对上述问题，提供一种安全可靠的双降压升压型ac-ac变换器模块。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案，本发明包括第一双降压/升压型ac-ac变换器模块和第二双降压/升压型ac-ac变换器模块，其结构要点第一双降压/升压型ac-ac变换器模块包括滤波电感lf1、电容c1、开关管s1、二极管d1、二极管d2、耦合电感线圈cl1、开关管s2、开关管s3、二极管d3、电容c2、耦合电感线圈cl2、二极管d4、开关管s4；
所述第二双降压/升压型ac-ac变换器模块包括滤波电感lf2、电容c3、开关管s5、二极管d5、二极管d6、耦合电感线圈cl3、开关管s6、开关管s7、二极管d7、电容c4、耦合电感线圈cl4、二极管d8、开关管s8；
电感lf1一端与工频双分裂变压器第一副边一端相连，电感lf1另一端分别与电容c1一端、开关管s1集电极、二极管d1阴极相连，开关管s1发射极分别与二极管d2阴极、耦合电感线圈cl1第一电感一端相连，耦合电感线圈cl1第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl1第二电感一端、电感l相连，耦合电感线圈cl1第二电感另一端分别与开关管s2集电极、二极管d1阳极相连；
开关管s2发射极分别与开关管s3发射极、二极管d2阳极、二极管d3阳极、电容c1另一端、电容c2一端相连，开关管s3集电极分别与耦合电感线圈cl2第一电感一端、二极管d4阳极相连，耦合电感线圈cl2第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl2第二电感一端、耦合电感线圈cl3第一电感一端、耦合电感线圈cl3第二电感一端相连，耦合电感线圈cl2第二电感另一端分别与二极管d3阴极、开关管s4发射极相连，开关管s4集电极分别与电容c2另一端、二极管d4阴极、工频双分裂变压器第一副边另一端相连；
电感lf2一端与工频双分裂变压器第二副边一端相连，电感lf2另一端分别与电容c3一端、开关管s5集电极、二极管d5阴极相连，开关管s5发射极分别与二极管d6阴极、耦合电感线圈cl3第一电感另一端相连，耦合电感线圈cl3第二电感另一端分别与开关管s6集电极、二极管d5阳极相连；
开关管s6发射极分别与开关管s7发射极、二极管d6阳极、二极管d7阳极、电容c3另一端、电容c4一端相连，开关管s7集电极分别与耦合电感线圈cl4第一电感一端、二极管d8阳极相连，耦合电感线圈cl4第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl4第二电感一端、电容c相连，耦合电感线圈cl4第二电感另一端分别与二极管d7阴极、开关管s8发射极相连，开关管s8集电极分别与电容c4另一端、二极管d8阴极、工频双分裂变压器第二副边另一端相连。
作为一种优选方案，本发明所述开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管s6、开关管s7、开关管s8采用全控型功率开关管。
作为另一种优选方案，本发明所述开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管s6、开关管s7、开关管s8均带有反并联二极管。
其次，本发明所述全控型功率开关管采用绝缘栅双极晶体管igbt。
另外，本发明所述igbt驱动器采用2sc0435t驱动器。
本发明有益效果。
本发明双降压/升压型ac-ac变换器模块采用新型拓扑结构，解决了传统ac-ac变换器的换流问题，即使输入电压或电流谐波含量大、畸变大也能保证安全可靠的运行。所述2个双降压/升压型ac-ac变换器模块的一端分别与双分裂变压器低压侧两个绕组相连接，另一端通过串联的方式将两个模块连接在一起，2个模块的输出端与l、c滤波器连接然后串联接入电网。
本发明中的双降压/升压型ac-ac变换器拓扑结构参照图2所示，该变换器由2个相同的模块构成，模块1由1个lf输入滤波器、2个电容器(c1、c2)、2个耦合电感线圈(cl1、cl2)、4个桥臂(参照图2所示桥臂1、2、3、4)构成全桥结构。每2个桥臂构成一个h桥单元，对于h桥单元，由一个前桥臂(1、3)和一个后桥臂(2、4)构成，前桥臂分别由1个带有反并联二极管的全控型功率开关管(s1、s4)与1个二极管(d2、d3、)反向串联构成，全控型功率开关管的发射极与二极管的负极性相连接；后桥臂分别由1个带有反并联二极管的全控型功率开关管(s2、s3、)与1个二极管(d1、d4)反向串联构成，全控型功率开关管的集电极与二极管的正极性相连接，所述全控型功率开关管优选的选用绝缘栅双极晶体管(igbt)。每个h桥臂上都并联有一个电容器c，其目的是当所有全控型功率开关管都开通或者都关断时，能为电流提供能量通道。此外，2个耦合电感(cl1、cl2)分别与上下两个h桥臂相连接，模块2采用与模块1相同的拓扑结构，所以不再赘述。2个模块的输入端分别与工频双分裂变压器的低压侧连接，2个模块的输出端串联之后再与l、c低通滤波器相连接，实现了并联输入串联输出。由于该模块可以实现双极性电压ac到ac的单级功率变换，所以采用该模块提高了整个调压器的效率。此外，与传统ac-ac变换器相比，由该模块构成的ac-ac变换器能够有效的解决换流问题，甚至当输入电压/电流有畸变时ac-ac变换器也能够可靠稳定的运行。与传统ac-ac变换器模块相比，该模块中的2个电容器c是为耦合电感中的电流提供流通回路，当全控型功率开关管都关断时，因此该模块中的2个电容器c不需要电压平衡控制。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。本发明保护范围不仅局限于以下内容的表述。
图1为本发明提供的配电网单相调压结构示意图。
图2为本发明提供的一种配电网调压拓扑结构图。
图3为本发明调节电压跌落时的示意图。
图4为本发明调节电压突升时的示意图。
图5为本发明的三相调压结构示意图。
图6为本发明dsp控制信号走向图。
图7为本发明双降压/升压型ac-ac变换器模块调制信号示意图。
图8-1、图8-2、图8-3、图8-4、图8-5、图8-6、图8-7、图8-8是本发明dsp控制系统电源模块电路原理图。
图9-1、图9-2、图9-3、图9-4是本发明dsp控制系统dsp芯片引脚模块电路原理图。
图10-1、图10-2、图10-3是本发明dsp控制系统dsp芯片引脚模块电路原理图。
图11-1、图11-2、图11-3、图11-4是本发明dsp控制系统八路缓冲器/线路驱动器电路原理图。
图12-1、图12-2、图12-3是本发明dsp控制系统ad转换模块电路原理图。
图13-1、图13-2、图13-3、图13-4、图13-5、图13-6、图13-7、图13-8是本发明dsp控制系统ad外部采样模块电路原理图。
图14-1、图14-2、图14-3、图14-4、图14-5是本发明dsp控制系统电路原理图。
图15-1、图15-2、图15-3、图15-4是本发明dsp控制系统ad内部采样电路原理图。
图16-1、图16-2、图16-3、图16-4、图16-5、图16-6是本发明dsp控制系统电路原理图。
图17-1、图17-2是本发明dsp控制系统接线端子电路原理图。
具体实施方式
如图所示，本发明可应用于基于ac-ac变换器的配电网分布式柔性调压拓扑结构，基于ac-ac变换器的配电网分布式柔性调压拓扑结构包括工频双分裂变压器、第一双降压/升压型ac-ac变换器模块、第二双降压/升压型ac-ac变换器模块、电感l、电容c和旁路开关s，工频双分裂变压器第一副边与第一双降压/升压型ac-ac变换器模块输入端相连，工频双分裂变压器第二副边与第二双降压/升压型ac-ac变换器模块输入端相连，第一双降压/升压型ac-ac变换器模块输出端一端通过电感l分别与电容c一端、旁路开关s一端相连，第一双降压/升压型ac-ac变换器模块输出端另一端与第二双降压/升压型ac-ac变换器模块输出端一端相连，第二双降压/升压型ac-ac变换器模块输出端另一端分别与电容c另一端、旁路开关s另一端相连；
所述工频双分裂变压器第一副边和第二副边同名端位置不同，第一双降压/升压型ac-ac变换器模块和第二双降压/升压型ac-ac变换器模块输入电压的极性不同。
本发明直接ac-ac变换器的配电网分布式柔性调压拓扑结构，其调压范围大、精度高，并且在不改变现有配电网网架结构的情况下，就可以达到调节配电网电压跌落或者突升的目的，从而保证用户端电压的合格率，提高供电质量。将工频双分裂变压器与2个双降压/升压型ac-ac变换器模块采取串联相耦合的方式，实现了双极性电压ac到ac的单级功率变换。此外，将其串联接入电网，并不改变现有的网架结构，既能够补偿电压的跌落也能够补偿电压的突升。另外，由于采用了双降压/升压型ac-ac变换器模块，无需再采用双向开关，解决了传统ac-ac变换器的换流问题。
本发明工频分裂变压器采用二次侧两个绕组的双分裂式变压器，双分裂式变压器高压侧与配电网某一相并联连接，低压侧与双降压/升压型ac-ac变换器模块相连接，并且低压侧的两分裂绕组同名端位置不同，实现输入电压的极性不同，达到既能补偿电压跌落又能补偿电压突升的目的。
本发明l、c滤波器用于滤除由双降压/升压型ac-ac变换器模块产生的高频谐波成分，提高调压装置输出电压的质量。其中，所述旁路开关s可以保证调压装置的投切运行，使调压装置根据电网的实际运行情况选择工作于电压补偿模式还是工作于旁路模式。
本发明可以实现双极性电压ac到ac的单级功率变换，变换效率高。并且直接ac到ac的变换省去了中间的直流环节，装置的体积和成本都会大大降低。
基于本发明所提拓扑结构的调压装置串联接入电网，并不改变现有的配电网网架结构，既能够补偿电压的跌落也能够补偿电压的突升，实现配电电压调控的目的。此外，所提调压装置能够做到调压范围大、调压精度高，并且能够做到深度、长时的调节电压。
本发明由于采用了双降压/升压型ac-ac变换器模块，有效解决了传统ac-ac变换器的换流问题，甚至当输入电压或者电流有很大的畸变时，所提调压装置仍能可靠稳定的运行，不会发生换流的问题。此外，双降压/升压型ac-ac变换器输入侧的电容不需要进行电压的平衡控制，降低了变换器控制的复杂程度。
所述工频双分裂变压器一方面起到电气隔离的作用，另一方面可以为双降压/升压型ac-ac变换器模块提供输入电压，其中所述工频双分裂变压器高压侧与配电网的某一单相并联连接，低压侧两个绕组分别与双降压/升压型ac-ac变换器模块连接，并且低压侧两个绕组的同名端位置不同，因此工频双分裂变压器可以为双降压/升压型ac-ac变换器模块提供极性不同的输入电压，实现调压器既能够调节电压的突升也能够调节电压的跌落。
所述第一双降压/升压型ac-ac变换器模块包括滤波电感lf1、电容c1、开关管s1、二极管d1、二极管d2、耦合电感线圈cl1、开关管s2、开关管s3、二极管d3、电容c2、耦合电感线圈cl2、二极管d4、开关管s4；
所述第二双降压/升压型ac-ac变换器模块包括滤波电感lf2、电容c3、开关管s5、二极管d5、二极管d6、耦合电感线圈cl3、开关管s6、开关管s7、二极管d7、电容c4、耦合电感线圈cl4、二极管d8、开关管s8；
电感lf1一端与工频双分裂变压器第一副边一端相连，电感lf1另一端分别与电容c1一端、开关管s1集电极、二极管d1阴极相连，开关管s1发射极分别与二极管d2阴极、耦合电感线圈cl1第一电感一端相连，耦合电感线圈cl1第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl1第二电感一端、电感l相连，耦合电感线圈cl1第二电感另一端分别与开关管s2集电极、二极管d1阳极相连；
开关管s2发射极分别与开关管s3发射极、二极管d2阳极、二极管d3阳极、电容c1另一端、电容c2一端相连，开关管s3集电极分别与耦合电感线圈cl2第一电感一端、二极管d4阳极相连，耦合电感线圈cl2第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl2第二电感一端、耦合电感线圈cl3第一电感一端、耦合电感线圈cl3第二电感一端相连，耦合电感线圈cl2第二电感另一端分别与二极管d3阴极、开关管s4发射极相连，开关管s4集电极分别与电容c2另一端、二极管d4阴极、工频双分裂变压器第一副边另一端相连；
电感lf2一端与工频双分裂变压器第二副边一端相连，电感lf2另一端分别与电容c3一端、开关管s5集电极、二极管d5阴极相连，开关管s5发射极分别与二极管d6阴极、耦合电感线圈cl3第一电感另一端相连，耦合电感线圈cl3第二电感另一端分别与开关管s6集电极、二极管d5阳极相连；
开关管s6发射极分别与开关管s7发射极、二极管d6阳极、二极管d7阳极、电容c3另一端、电容c4一端相连，开关管s7集电极分别与耦合电感线圈cl4第一电感一端、二极管d8阳极相连，耦合电感线圈cl4第一电感另一端分别与耦合电感线圈cl4第二电感一端、电容c相连，耦合电感线圈cl4第二电感另一端分别与二极管d7阴极、开关管s8发射极相连，开关管s8集电极分别与电容c4另一端、二极管d8阴极、工频双分裂变压器第二副边另一端相连。
所述开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管s6、开关管s7、开关管s8采用全控型功率开关管。
所述电感lf1与工频双分裂变压器第一副边的连接端、电感lf2与工频双分裂变压器第二副边的连接端为异名端。
所述电感l采用400μh电感，开关管的频率为20khz，电容c容值为μf。功率变换器的电感电流波纹最大取值一般为电流峰值的10％到30％，电流波纹δimax为：
所述工频双分裂变压器原边、第一副边、第二副边的变比为n1：n2：n3＝4：3：1。目前在10/0.4kv配电网电压波动问题中电压跌落大约占92％，电压突升只占很小的一部分，并且电压跌落的幅度要比电压突升的幅度大很多。因此，所述工频双分裂变压器的变比设计为n1：n2：n3＝4：3：1，采用该变比设计一方面可以满足配电网电压调节的实际需要；另一方面可以降低工频双分裂变压器的体积和成本。
所述开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管s6、开关管s7、开关管s8均带有反并联二极管。
所述全控型功率开关管采用绝缘栅双极晶体管igbt。
所述当电网电压发生波动时，旁路开关s打开，调压装置工作于补偿模式，产生同相位的补偿电压uc，负荷侧电压uload等于电网电压uin与补偿电压uc的代数和；当电网电压未发生波动时，旁路开关s闭合，调压装置工作于旁路模式，此时负荷侧的电压就等于电网电压。所述l、c滤波器与双降压/升压型ac-ac变换器的输出端相连接，用于滤除由双降压/升压型ac-ac变换器模块产生的高频谐波成分，以保证所产生的补偿电压质量。所述旁路开关s，用于保证调压装置的投切运行，使调压装置根据电网的实际运行情况选择工作于电压补偿模式还是工作于旁路模式。参照图3所示，当电网电压发生波动时，旁路开关s打开，调压装置工作于补偿模式，产生同相位的补偿电压uc。因此，负荷侧电压uload等于电网电压uin与补偿电压uc的代数和，从而保证了负荷侧电压的稳定，保证了供电电压的合格率；当电网电压未发生波动时，旁路开关s闭合，调压装置工作于旁路模式，此时负荷侧的电压就等于电网电压。
所述双降压/升压型ac-ac变换器模块采用双调制比单极性脉宽调制，第一双降压/升压型ac-ac变换器模块、第二双降压/升压型ac-ac变换器模块的调制比分别为d1、d2，产生的补偿电压为：
当调制比为0时，双降压/升压型ac-ac变换器产生的补偿电压为0；当调制不等于0时，双降压/升压型ac-ac变换器产生补偿电压uc；参照图3所示，当电网侧电压发生跌落时，调压装置产生同相位的电压来调节电压，旁路开关s(可通过人工开关)打开，调压装置工作于补偿电压模式；此时，电压峰值检测器采集到的负荷侧峰值电压uloadm与参考电压峰值urefm(urefm等于电网额定电压峰值)进行做差，得到一个差值δu,然后经过pi调节器产生相应的占空比，通过dsp分别控制第一双降压/升压型ac-ac变换器模块、第二双降压/升压型ac-ac变换器模块的调制比d1、d2为一个合适的值产生同相位的补偿电压。参照图3所示是模块1的调制比为d1，模块2的调制比为d2＝0时的工作状态拓扑结构图，本领域技术人员根据参照图3就能够明显的熟知在两个调制比分别为d1、d2下的四种工作状态。
当网侧电压发生突升时，调压装置需要产生同相位的电压来调节电压，旁路开关s打开，调压装置工作于补偿电压模式，分别控制模块1和模块2的调制比d1、d2为一个合适的值产生同相位的补偿电压。参照图4是模块1的调制比为d1＝0，模块2的调制比为d2时的工作状态拓扑结构图，本领域技术人员根据参照图4就能够明显的熟知在两个调制比分别为d1、d2下的四种工作状态。
本发明三相电每相串联接入一个一种双降压升压型ac-ac变换器模块。图5为本发明的三相调压结构示意图，可以将本发明扩展到三相调压，每一相单独串联接入本发明的分布式柔性调压装置(分别设置三个本发明单相调压结构，三个单相调压结构相互之间无联系)，三相调压装置相与相之间互不干扰，独立工作，每一相都可以调节电压的跌落或者突升，从而实现整个配电网的分布式柔性调压，保证用户侧电压质量和电压合格率。
所述dsp发出pwm信号通过igbt驱动器驱动igbt管。
所述pwm信号是由调制波与载波做比较产生的。
如图6所示，dsp控制器发出pwm信号(dsp控制器所发出的pwm信号是由调制波与载波做比较产生的，其中一个模块的调制信号如图7所示)，所发pwm信号传递到igbt驱动器，驱动器根据接收到的信号控制igbt开关管的开通和关断。
所述igbt驱动器采用2sc0435t驱动器。
所述dsp采用tms320f28335芯片u500，u500的74脚依次通过电阻r239、电阻r236与u500的2脚相连，u500的75脚依次通过电阻r238、电阻r237与u500的141脚相连；
u500的113脚分别与74act541芯片u7的1脚、u7的19脚、电阻r30一端相连，电阻r30另一端接v3.3dp电源；
u500的114脚分别与74act541芯片u8的1脚、u8的19脚、电阻r43一端相连，电阻r43另一端接v3.3dp电源；
u7的2～7脚分别与u500的5、6、7、10、11、12对应连接，u7的8脚通过电阻r39接地，u7的9脚通过电阻r40接地，u7的20脚分别与电源v5dp、电容c44一端相连，电容c44另一端接地；
u8的2～7脚分别与u500的13、16、17、18、19、20对应连接，u8的8脚通过电阻r41接地，u8的9脚通过电阻r42接地，u8的20脚分别与电源v5dp、电容c45一端相连，电容c45另一端接地。
本发明还包括指示部分，指示部分包括发光二极管d12、发光二极管d13、发光二极管d31、发光二极管d32，发光二极管d12的阳极通过电阻r85与v3.3dp电源相连，发光二极管d12的阴极与npn三极管q3集电极相连，三极管q3基极与u500的153脚相连，三极管q3发射极接地；
发光二极管d13的阳极通过电阻r86与v3.3dp电源相连，发光二极管d13的阴极与npn三极管q4集电极相连，三极管q4基极与u500的156脚相连，三极管q4发射极接地；
发光二极管d31的阳极通过电阻r119与v3.3dp电源相连，发光二极管d12的阴极与npn三极管q21集电极相连，三极管q21基极与u500的157脚相连，三极管q21发射极接地；
发光二极管d32的阳极通过电阻r120与v3.3dp电源相连，发光二极管d32的阴极与npn三极管q22集电极相连，三极管q22基极与u500的158脚相连，三极管q22发射极接地。
本发明还包括ad转换部分，ad转换部分包括ad7865芯片u505、ad7865芯片u512和sn74lvth162245dggr芯片u506，u505的1脚与u500的162脚相连，u505的3脚与u500的175脚相连，u505的4脚与74v1g08芯片u513的1脚相连，u505的5脚与u500的149脚相连，u505的6脚与u500的148脚相连；
u512的1脚与u500的163脚相连，u505的3脚与u500的175脚相连，u505的4脚与74v1g08芯片u513的2脚相连，u505的5脚与u500的149脚相连，u505的6脚与u500的148脚相连；
u506的1、24脚与u500的148脚相连，u506的25、48脚与u513的4脚相连；
u505的21脚与tl084芯片u514的1脚相连，u514的3脚分别与电容c122一端、电阻r136一端相连，电容c122另一端接地，电阻r136另一端分别与电阻r135一端、电容c119一端相连，电容c119另一端分别与u514的1、2脚相连；电阻r135另一端与ina148芯片u117的6脚相连，u117的3脚通过电阻r193与负载正极相连，u117的2脚通过电阻r194与负载负极相连(这部分是外部采样端口，用于做闭环控制，采集闭环中需要控制的量，包括电压、电流数字信号)。
所述u500的42脚通过电阻r28与运放u13输出端相连，运放u13输入端与内部采样检测端口相连。
本发明还包括adum5400/soic_w芯片u3，u3的3脚与u500的72脚相连，u3的4脚与u500的68脚相连，u3的5脚与u500的73脚相连，u3的14脚与tlv5614idr芯片u10的5脚相连，u3的13脚与u10的4脚相连，u3的12脚与u10的7脚相连，u3的11脚与npn三极管q1基极相连，三极管q1发射极接地，三极管q1集电极通过发光二极管d9与电源v5dac相连；
u10的14脚与opa4350芯片u525的3脚相连，u525的1脚通过电阻r53与bnc接头相连(该部分为dac，即数字模拟转换器，用于将数字信号转换为模拟信号)。
本发明还包括电源部分，电源部分包括tps767d301芯片u2、cc6-1205sf-e芯片u144和cc6-1212df-e芯片u145，u2的28脚通过电阻r6分别与电阻r7一端、u500的80脚相连，电阻r7另一端与u2的22脚相连；
u144的1脚与v24p电源端相连，u144的2、3脚与v24n电源端相连，u144的7脚分别与v5dp_c端、电容c184一端、电容c123一端相连，电容c184另一端分别与r232一端、u144的5脚、dgnd_c端相连，电容c123另一端与dgnd_c端相连；
u145的1脚与v24p电源端相连，u145的2、3脚与v24n电源端相连，u145的7脚分别与v15dp_c端、电容c185一端、电容c127一端相连，电容c185另一端分别与电容c186一端、u145的5脚、电容c129一端、agnd_c端相连，电容c186另一端分别与v15dn_c端、电阻r234、u145的4脚、电容c129另一端相连。
所述u500的80脚通过电阻r12与easydsp_reset端相连；u500的105脚通过电阻r23与osc芯片的3脚相连，osc芯片的4脚分别与电容c36一端、电容c39一端、电感l10一端相连，电感l10另一端接v3.3dp端，电容c36另一端分别与电容c39另一端、dgnd端相连。
本发明还包括tl084芯片u522，u522的3脚通过电阻r165与bav99/sot芯片d1的阴极端相连，u522的2脚通过电阻r166与d1的阳极端相连，d1的公共端与u505的21端相连；
u522的2脚通过电阻r169与bav99/sot芯片d2的阴极端相连，d2的阳极端与u522的1脚相连，d2的公共端通过电阻r185与lm293芯片u521的2脚相连，u521的3脚分别与电阻r223一端、电容c180一端、电阻r221一端、变阻器r222调节端相连，变阻器r222一固定端分别与agnd端、电阻r223另一端、电容c180另一端相连，电阻r221另一端与ref10v端相连，u521的1脚与u500的21脚相连；
ref10v端与lm2904芯片u520的1脚相连，u520的2脚与u520的1脚相连，u520的3脚与ref102芯片u141的6脚相连，u141的2脚与v15dp端相连。
本发明还包括tle6250gv33芯片u17，u17的1脚与u500的176脚相连，u17的4脚通过电阻r47与u500的1脚相连，u17的7脚与act45b-510-2p芯片u12的2脚相连，u12的3脚与canh端相连；u17的6脚与u12的1脚相连，u12的4脚与canl端相连，canl端与canh端通过电阻r50相连。
与现有结构相比，该发明所提拓扑结构实现的是双极性电压ac到ac的单级功率变换，变换效率高；与传统的动态电压恢复器(dynamicvoltagerestorerdvr)相比，本发明能够做到长时、深度的调节电压的波动，从配电网馈线端解决负荷侧的高、低电压问题；此外，本发明所提调压结构不采用大容量的电容，减小了装置体积和运行维护成本，所提发明串联接入配电网并不会改变配电网的现有网架结构。
所搭建的实验样机参数如下：
由于实验室条件有限，规定电网电压峰值如上表所示的155.5v，实际电压通过自耦变压器根据要验证所提调压器的工作模式进行相应的调节。
可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。
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