原边反馈反激式电源CCM模式下的死区时间自动优化系统的制作方法

本发明涉及采用同步整流原边反馈的反激式开关电源，特别涉及一种同步整流原边反馈反激式电源ccm模式下的死区时间自动优化系统，属于隔离式开关电源变换器技术领域。

背景技术：

电源是各个电子设备不可或缺的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标以及其能否安全可靠的工作，而目前主流应用是开关电源(switchmodepowersupply)。开关电源又称之为开关变换器，是利用现代电力电子技术，通过调整开关器件的导通比来使输出电压恒定的一种电源。

由于反激变压器有着变压器和电感的双重功能，因此反激变换器不需要输出滤波电感，这对减小体积和降低成本尤为重要，因此反激变换器拓扑得到广泛应用。在传统的反激式开关变换器中，采用二极管整流方式，如图1所示。对于大功率的电源系统应用上，整流二极管的损耗己成为提高系统效率的瓶颈，为此提出了效率更高的同步整流结构。

同步整流是用通态电阻极低的mosfet来取代整流二极管的一项新技术，主要应用在低压、大电流的场合。为了提高效率和降低损耗的需要，采用同步整流技术已经成为了一种必要的手段。同步整流管导通电阻低、正向压降小，因而整流损耗低，符合目前的设计需求。

同步整流结构如图2。原边开关管sw和副边整流管sr的栅极由两个时序相反的电压驱动，即当开关管sw开启时，整流管sr关闭，当开关管sw关闭时，整流管sr开启。当开关管sw开启，整流管sr关闭时，输入电压vin使电感l上的电流线性上升，电感储存能量。当整流管sr开启，开关管sw关闭时，原边电感储存的能量通过变压器耦合到副边，给负载和输出电容供电。

为了避免反激变换器原副边开关切换过程中出现原边开关管与副边开关管同时导通造成的击穿现象，必须保证原副边管才开关管之间存在死区时间，即原边开关管关断后，副边开关管才能打开；副边开关管关断后，原边开关才能打开。根据在下一次原边开关管开启时，副边电流is是否下降到0，可以将反激变换器的工作状态分为连续模式(ccm)和断续模式(dcm)。在原边开关管关闭，副边整流管开启之前，ccm模式和dcm模式均存在寄生二极管的导通损耗。在副边整流管关闭，原边开关管开启之前，ccm模式由于寄生二极管和二极管的反向恢复，使得此时的损耗较大。dcm模式下，副边整流管关闭之前，副边电流is已经下降到0，所以此时就不存在寄生二极管损耗和二极管反向恢复损耗。因此，在相同的条件下，ccm模式比dcm模式的效率更低。

在同等功率等级的情况下，dcm模式峰值电流是ccm模式的2-3倍。而且，dcm模式将在输出同步整流管关断的瞬间产生较大的输出电压尖峰，从而需要较大的lc滤波器，并且这可能造成严重的rfi问题。此外，当dcm进入ccm模式下的时候有可能会出现震荡，从而使电路不稳定。因此，在某些特定场合下(如较小的峰值电流)，ccm模式能够更好地工作。

本文主要讨论优化ccm模式下原边关断与副边开启之间的死区时间的优化。图3给出了同步整流反激变换器在ccm模式下的主要信号波形，为了便于分析，下面将一个工作周期划分为若干个不同的阶段。

t0时刻，原边开关管sw打开，原边电流ip流过原边电感lm和原边开关管sw，原边电流ip线性增加，t0-t1期间，原边开关管sw导通，两端的电压为零。

t1时刻，原边开关管sw关闭，开关管两端的等效寄生电容ceqp被励磁电流ip充电，直到t2时刻原边开关管sw两端的电压大小达到vin+nvo。

t1-t3期间，副边开关管sr尚未开启，t2时刻，原边电流ip下降到零，原边能量通过变压器传递到副边，此时副边开关管sr依然处于关断状态，寄生二极管dr导通，副边电流is迅速增大。由于寄生二极管dr的导通电阻远大于副边开关管sr的mosfet导通电阻，流过寄生二极管dr的副边电流is会造成较大的二极管导通损耗，导致反激变换器效率降低，因此死区t1-t3的时间应当尽可能小。

t3-t4期间，副边开关管sr导通，副边电流is从mosfet流过，而不是从寄生二极管dr流过，副边开关管sr的mosfet导通电阻极低，因此导通损耗大大降低。

t4时刻，副边开关管sr关断，t4-t5期间，副边开关管sr的mosfet不导通，电流从mosfet的寄生二极管dr流过，当t5时刻原边开关管sw开启时，寄生二极管dr两端压降由正向突然变为反向，在理想情况下，寄生二极管dr应当立刻变为截止状态，但实际上，寄生二极管dr并不会立刻截止，如图4所示，当正向导通tf期间，流过寄生二极管dr的电流大小为if，当寄生二极管dr两端压降由正向vf变为反向vr，电流由正向的if变为反向的ir，在存储时间ts内保持不变，然后在渡越时间tt内才逐渐下降至0.1ir，此时反向电流的大小可以忽略不计，即经过存储时间ts和渡越时间tt后，寄生二极管dr才会进入反向截止状态。这是由于寄生二极管dr的pn结的电荷存储效应引起的：正向导通期间，寄生二极管dr的pn结内积累了一定数量的非平衡少子，当两端压降由正向变为反向时，存储的非平衡少数载流子不会立刻消失，而是形成反向漂移电流以及和多数载流子复合逐渐消耗掉，这个时间就是寄生二极管dr的反向恢复时间，在这个过程中会产生反向恢复电流，引起寄生二极管dr的反向恢复损耗。因此，为了减小ccm模式下寄生二极管dr的反向恢复损耗，死区t4-t5的时间也应当尽可能小。

以下具体考虑t4-t6这段时间内副边开关管sr的关断过程，这个过程具体可分为两个阶段，关断延时阶段和密勒效应阶段。

工作状态如图5所示。在t4时刻，副边开关管sr的门极方波驱动信号由高电平降低至0，sr管开始进入关断过程，以下讨论各量均为副边整流管的参数。栅极电流ig给栅源电容cgs放电、栅漏电容cdg充电，栅源电压ugs开始下降。此期间内，ugs的衰减时间常数τ＝rg(cdg+cgs)，sr管此时保持导通，is在sr管内分为流过沟道的ich、流过cds的ids和流过cdg的idg。ids、idg在本阶段远小于is，故可认为ich≈is、uds≈isrds，其中rds为sr管的漏源导通电阻。在t5时刻，ugs＝isrds+ut，其中ut为mosfet的阈值电压，sr管将由非饱和区(线性电阻区)转入饱和区工作，密勒效应出现，此过程结束，如图7所示。本阶段是mosfet关断过程中的关断延时阶段。

工作状态如图6所示。鉴于密勒效应的存在，在本阶段内栅源电压ugs脱离原有的轨迹而基本不变，其值称作密勒平台电压并由up表示，由前一阶段分析易知up≈isrds+ut。此外，cgs不再放电，ig全部流过cdg并使udg上升。鉴于ig较小且uds＝up+udg，uds缓慢上升并在t6时刻升至ux，此时sr管的n^-外延层由耗尽转变为累积，沟道关断且ich＝0，故is仅流过cds、cdg。ux是分析mosfet开关过程的重要参数，虽然大部分mosfet手册未能给出ux，但其可经简单的测试实验测取。本阶段是mosfet关断过程中的密勒效应阶段，且其持续时间与关断延时阶段持续时间的和值即为mosfet的关断时间。

由以上分析可知，目前同步整流反激开关电源工作在ccm模式下的主要问题在于：在副边整流管关闭与原边开关管开启的死区时间内，存在严重的寄生二极管导通损耗和二极管反向恢复损耗。针对此问题，本发明给出了相应的优化方案。

技术实现要素：

针对现有的同步整流原边反馈反激变换器在ccm模式下存在寄生二极管正向导通损耗以及反相恢复损耗，本发明提出了ccm模式下死区时间自动优化系统，能够合理优化死区时间，从而尽量减小寄生二极管正向导通损耗和反向恢复损耗。本发明通过dac采样机制，采样原边电流推算副边平均电流，得到ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)，然后将副边电流输入到死区时间计算模块，即可得合理的死区时间td，最后通过原边反馈回路和得到的死区时间td共同控制pwm驱动模块，产生原边开关管驱动信号duty以及副边整流管驱动信号duty_sr，使得在ccm模式下副边整流管关闭与原边开关管开启之间的死区时间能够的合理的优化。

为了实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：一种原边反馈反激电源ccm模式下的死区时间自动优化系统，其特征在于：包括单输出dac中点采样模块、数字控制模块、电流检测模块、死区时间计算模块和pwm驱动模块构成的控制系统与受控的同步整流原边反馈反激式变换器主拓扑形成闭环；单输出dac中点采样模块在副边电流复位时间tr的中点时刻，即tr/2时刻采样辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)输出给数字控制模块，数字控制模块计算电压信号vsense(tmid)与系统预设的固定值vref的误差e(n)并利用比例和积分计算出pwm驱动模块的输入电压控制量vc(n)输出给pwm驱动模块，同时，数字控制模块根据误差e(n)大小给出原边电流采样电阻rcs上的峰值电压的数字值vpeak_d，该数字值vpeak_d与原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs一起输出给电流检测模块，电流检测模块使用纯数字的方式，通过dac间接采样并推算得到ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)并将副边平均电流is(tmid)作为输出信号输出给死区时间计算模块计算出副边整流管sr关断到原边开关管sw开启之间合理的死区时间td，pwm驱动模块在死区时间计算模块输出的死区时间td和数字控制模块输出的控制量vc(n)的共同控制下，产生占空比控制信号duty和duty_sr，分别控制原边开关管sw和副边同步整流管sr的开关，实现对同步整流原边反馈反激式电源ccm模式下死区时间的自动优化。

所述单输出dac中点采样模块用于在副边电流复位时间中点tmid，采样得到辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)，包括数模转换器dac、三角波发生器、比较器cmp1、比较器cmp2、计数器和反馈量计算模块；辅助绕组上的电压信号vsense作为输入信号分别连接比较器cmp1和cmp2的正端，比较器cmp1的负端连接三角波发生器输出的数字单斜波与dac输出的模拟参考电压两者叠加后得到的单斜坡数字波的电压信号vref_slope，比较器cmp2的负端连接零电压，比较器cmp1和cmp2分别输出反馈比较信号vref_comp和零比较信号vzvs_comp均连接至计数器，计数器根据反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp的高低电平变化，计数得到δtr_half与tr的大小，δtr_half为单斜坡数字波vref_slope从起始电压vinitial位置上升到与辅助绕组上电压信号vsense相交所需要的总时间，tr为副边电流从峰值降低到最低点所需要的复位时间，反馈量计算模块输出反馈信号vref_initial连接三角波发生器和dac的输入端，根据δtr_half与tr之间大小关系的不同，调整下一周期的单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，将此刻单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内单输出dac中点采样模块的输出信号输出。

所述数字控制模块与现有技术的数字pi控制模块结构相同，其核心是pi控制，即比例积分控制，包括加法器、减法器、乘法器、寄存器以及运算放大器kp和ki和模式判断模块，数字控制模块的输入信号为单输出dac的中点采样电压信号vsense(tmid)，数字控制模块的输出信号是原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d和控制量vc(n)；单输出dac的中点采样电压信号vsense(tmid)与系统预设的固定值vref的误差e(n)大小，比例和积分计算出控制量vc(n)输出，同时模式判断模块也会根据误差e(n)大小给出原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d作为输出信号。

所述电流检测模块包括一个单输入双输出的dac和两个比较器cmp3和cmp4以及原边电流时间计数模块和副边平均电流计算模块，数字控制模块输出的原边电流采样电阻rcs上的峰值电压的数字值vpeak_d分别连接dac和副边平均电流计算模块，比较器cmp3的正端连接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端连接dac输出的原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak，比较器cmp4的正端连接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端连接原边峰值电流的k倍对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak_half，vpeak_half＝k·vpeak，0<k<1，比较器cmp3和比较器cmp4分别输出比较信号vcmp3和vcmp4均连接至原边电流时间计数模块，原边电流时间计数模块包括两个计数器，该两个计数器的输入信号分别为比较器cmp3和cmp4的输出信号vcmp3和vcmp4，根据vcmp3和vcmp4高低电平的变化，得出dcm情况下原边电流从零安培或者初始电流线性增加到峰值电流所需时间ta，ccm情况下原边电流从零安培或初始电流线性增加到峰值电流的时间tb，输出给副边平均电流计算模块，副边平均电流计算模块根据输入的时间信号ta和tb，以及数字控制模块输出的原边电流采样电阻rcs上的峰值电压的数字值vpeak_d，将vpeak_d除以原边电流采样电阻rcs的阻值，推出原边绕组电感峰值电流ipeak_p对应的数字量，并代入is(tmid)的表达式：

其中np和ns分别为变压器原副边匝数，即得ccm情况下的副边平均电流is(tmid)并将其输出。

所述死区时间计算模块用于根据电流检测模块输出的副边平均电流is(tmid)运用包括加法器、乘法器、除法器构成的计算链计算出副边整流管sr关断到原边开关管sw开启之间合理的死区时间td：

td＝k1+k2+k3+f(is)

上式中，up为密勒平台电压，ug为副边整流管的栅极电压，rg为副边整流管的栅极电阻，qg为副边整流管关断过程中栅极总耗散电荷量，qgd为副边整流管关断过程中密勒效应阶段的栅极耗散电荷量，qgs为副边整流管关断过程中ugs由密勒平台电压up降至0阶段的门极耗散电荷量，il为负载电流，uds副边整流管的输入电压，crss为副边整流管的反相传输电容，is为副边电流，ux为实验测取量，ut为副边整流管的阈值电压，rds为副边整流管的源漏电阻。

所述pwm驱动模块包括一个与现有技术结构相同、含有rs触发器，比较器，数模转换器dac和驱动电路的pwm驱动单元和一个包括比较器、反相器、d触发器和或门构成的逻辑电路，pwm驱动单元的输入信号为数字控制模块输出的控制量vc(n)，pwm驱动单元的输出为原边开关管占空比控制信号duty和副边同步整流管占空比控制信号duty_sr1，其中，原边开关管控制信号duty作为输出信号直接控制原边开关管，而产生的副边整流管控制信号duty_sr1连接d触发器的时钟控制端，d触发器的d输入端连接反相器的输出端，反相器的输入端连接比较器的输出端，比较器的正输入端连接死区时间计算模块输出的死区时间td，比较器的负输入端连接零电压，d触发器的q输出端和pwm驱动单元输出的副边同步整流管占空比控制信号duty_sr1分别连接或门的两个输入端，或门输出副边同步整流管占空比控制信号duty_sr控制副边同步整流管。

本发明的优点及显著效果：本发明通过dac采样机制，采样原边电流推算副边平均电流，得到ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)，然后将副边电流输入到死区时间计算模块，即可得合理的死区时间td，最后通过原边反馈回路和得到的死区时间td共同控制pwm驱动模块，产生原边开关管驱动信号duty以及副边整流管驱动信号duty_sr，使得在ccm模式下副边整流管关闭与原边开关管开启之间的死区时间能够的合理的优化。

附图说明

图1为传统的采用二极管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图；

图2为采用低导通电阻的mosfet开关管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图；

图3同步整流原边反馈反激变换器在ccm模式下的主要信号波形；

图4为寄生二极管反向恢复过程电流随时间变化曲线；

图5为关断延时阶段工作电路图；

图6为密勒效应阶段工作电路图；

图7副边整流管关断期间主要信号波形图；

图8为本发明采用同步整流方式的原边反馈反激式开关变换器ccm模式下死区时间自动优化系统整体实现电路图；

图9为图8中电流检测模块的内部结构图；

图10为图8中死区时间计算模块内部结构图；

图11是图8中pwm驱动模块内部结构图；

图12是图8中的单输出dac中点采样模块内部结构图；

图13为图8中数字控制模块的内部结构图；

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面将结合附图及实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

图1为传统的采用二极管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图。在传统的反激式开关变换器中，采用二极管整流方式，如图1所示。对于大功率的电源系统应用上，整流二极管的损耗己成为提高系统效率的瓶颈，为此提出了效率更高的同步整流结构。

同步整流是用通态电阻极低的mosfet来取代整流二极管的一项新技术，主要应用在低压、大电流的场合。为了提高效率和降低损耗的需要，采用同步整流技术已经成为了一种必要的手段。同步整流管导通电阻低、正向压降小，因而整流损耗低，符合目前的设计需求。

图2是采用低导通电阻的mosfet开关管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图。原边开关管sw和副边整流管sr的栅极由两个时序相反的电压驱动，即当开关管sw开启时，整流管sr关闭，当开关管sw关闭时，整流管sr开启。当开关管sw开启，整流管sr关闭时，输入电压vin使电感l上的电流线性上升，电感储存能量。当整流管sr开启，开关管sw关闭时，原边电感储存的能量通过变压器耦合到副边，给负载和输出电容供电。

为了避免反激变换器原副边开关切换过程中出现原边开关管与副边开关管同时导通造成的击穿现象，必须保证原副边管才开关管之间存在死区时间，即原边开关管关断后，副边开关管才能打开；副边开关管关断后，原边开关才能打开。图3是同步整流原边反馈反激变换器在ccm模式下的主要信号波形。图3给出了同步整流反激变换器在ccm模式下的主要信号波形，为了便于分析，下面将一个工作周期划分为若干个不同的阶段。

t0时刻，原边开关管sw打开，原边电流ip流过原边电感lm和原边开关管sw，原边电流ip线性增加，t0-t1期间，原边开关管sw导通，两端的电压为零。

t1时刻，原边开关管sw关闭，开关管两端的等效寄生电容ceqp被励磁电流ip充电，直到t2时刻原边开关管sw两端的电压大小达到vin+nvo。

t1-t3期间，副边开关管sr尚未开启，t2时刻，原边电流ip下降到零，原边能量通过变压器传递到副边，此时副边开关管sr依然处于关断状态，寄生二极管dr导通，副边电流is迅速增大。由于寄生二极管dr的导通电阻远大于副边开关管sr的mosfet导通电阻，流过寄生二极管dr的副边电流is会造成较大的二极管导通损耗，导致反激变换器效率降低，因此死区t1-t3的时间应当尽可能小。

t3-t4期间，副边开关管sr导通，副边电流is从mosfet流过，而不是从寄生二极管dr流过，副边开关管sr的mosfet导通电阻极低，因此导通损耗大大降低。

t4时刻，副边开关管sr关断，t4-t5期间，副边开关管sr的mosfet不导通，电流从mosfet的寄生二极管dr流过，当t5时刻原边开关管sw开启时，寄生二极管dr两端压降由正向突然变为反向，在这个过程中会产生反向恢复电流，引起寄生二极管dr的反向恢复损耗。因此，为了减小ccm模式下寄生二极管dr的反向恢复损耗，死区t4-t5的时间也应当尽可能小。

图4为寄生二极管反向恢复过程电流随时间变化曲线。如图4所示，当正向导通tf期间，流过寄生二极管dr的电流大小为if，当寄生二极管dr两端压降由正向vf变为反向vr，电流由正向的if变为反向的ir，在存储时间ts内保持不变，然后在渡越时间tt内才逐渐下降至0.1ir，此时反向电流的大小可以忽略不计，即经过存储时间ts和渡越时间tt后，寄生二极管dr才会进入反向截止状态。这是由于寄生二极管dr的pn结的电荷存储效应引起的：正向导通期间，寄生二极管dr的pn结内积累了一定数量的非平衡少子，当两端压降由正向变为反向时，存储的非平衡少数载流子不会立刻消失，而是形成反向漂移电流以及和多数载流子复合逐渐消耗掉，这个时间就是寄生二极管dr的反向恢复时间，在这个过程中会产生反向恢复电流，引起寄生二极管dr的反向恢复损耗。

图5为关断延时阶段工作电路图，虚线框内的部分在本阶段不考虑。在t4时刻，副边开关管sr的门极方波驱动信号由高电平降低至0，sr管开始进入关断过程，栅极电流ig给cgs放电、cdg充电，ugs开始下降。此期间内，ugs的衰减时间常数τ＝rg(cdg+cgs)，sr管此时保持导通，is在sr管内分为流过沟道的ich、流过cds的ids和流过cdg的idg。ids、idg在本阶段远小于is，故可认为ich≈is、uds≈isrds，其中rds为sr管的漏源导通电阻。在t5时刻，ugs＝isrds+ut，其中ut为mosfet的阈值电压，srsr管将由非饱和区(线性电阻区)转入饱和区工作，密勒效应出现，此过程结束。本阶段是mosfet关断过程中的关断延时阶段。

图6为密勒效应阶段工作电路图，虚线框内的部分在本阶段不考虑。鉴于密勒效应的存在，在本阶段内ugs脱离原有的轨迹而基本不变，其值称作密勒平台电压并由up表示，由前一阶段分析易知up≈isrds+ut。此外，cgs不再放电，ig全部流过cdg并使udg上升。鉴于ig较小且uds＝up+udg，uds缓慢上升并在t6时刻升至ux，此时sr管的n^-外延层由耗尽转变为累积，沟道关断且ich＝0，故is仅流过cds、cdg。ux是分析mosfet开关过程的重要参数，虽然大部分mosfet手册未能给出ux，但其可经简单的测试实验测取。本阶段是mosfet关断过程中的密勒效应阶段。

图7副边整流管关断期间主要信号波形图。在t4时刻，副边开关管sr的门极方波驱动信号由高电平降低至0，sr管开始进入关断过程，栅极电流ig给栅源电容cgs放电、栅漏电容cdg充电，ugs开始下降。此期间内，ugs的衰减时间常数τ＝rg(cdg+cgs)，sr管此时保持导通，is在sr管内分为流过沟道的ich、流过cds的ids和流过cdg的idg。ids、idg在本阶段远小于is，故可认为ich≈is、uds≈isrds，其中rds为sr管的漏源导通电阻。在t5时刻，ugs＝isrds+ut，其中ut为mosfet的阈值电压，sr管将由非饱和区(线性电阻区)转入饱和区工作，密勒效应出现，此过程结束。本阶段是mosfet关断过程中的关断延时阶段。

鉴于密勒效应的存在，在本阶段内ugs脱离原有的轨迹而基本不变，其值称作密勒平台电压并由up表示，由前一阶段分析易知up≈isrds+ut。此外，cgs不再放电，ig全部流过cdg并使udg上升。鉴于ig较小且uds＝up+udg，uds缓慢上升并在t6时刻升至ux，此时sr管的n^-外延层由耗尽转变为累积，沟道关断且ich＝0，故is仅流过cds、cdg。ux是分析mosfet开关过程的重要参数，虽然大部分mosfet手册未能给出ux，但其可经简单的测试实验测取。本阶段是mosfet关断过程中的密勒效应阶段，且其持续时间与关断延时阶段持续时间的和值即为mosfet的关断时间。

图8是本发明采用同步整流方式的原边反馈反激式开关变换器ccm模式下死区时间自动优化方案框图。与传统二极管整流方式相比，本发明基于采用同步整流方式的反激式变换器主拓扑结构，该拓扑结构包括原边开关管、副边整流管和变压器，ccm模式下死区时间优化系统包括电流检测模块、死区时间计算模块、pwm驱动模块、单输出dac中点采样模块和数字控制模块。本发明提供了一种全数字控制方式、根据不同的工作条件下自动优化死区时间的方案。如图所示，在原边反馈主拓扑结构下，本控制系统的单输出dac中点采样模块通过内部的反馈量计算模块，根据每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，精确周密地产生单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，用于三角波发生器产生数字单斜波，再和dac产生的模拟参考电压相叠加，形成用于单斜坡数字波vref_slope。最后利用比较器将采样的斜坡电压与辅助绕组采得的vsense电压进行比较，可以准确在辅助绕组上采样电压信号vsense。通过每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，反馈量计算模块精确周密地调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，可以保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，在不同负载条件下，始终能够跟随辅助绕组上的电压信号vsense的变化而变化，准确输出采样得到的中点采样电压信号vsense(tmid)，从而在稳态和动态条件下获得较好的中点跟随效果。此外，通过电流检测模块，在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过dac采样机制，间接采样并推算得到ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)的大小，将输出的副边平均电流is(tmid)输入到死区计算模块，通过死区时间计算模块的运算得到当前的合理死区时间td。数字控制模块根据单输出dac采样得到的中点电压信号vsense(tmid)与系统预设值vref的误差e(n)，利用比例和积分计算出控制量vc(n)，经过负反馈调节消除稳态误差，使输出电压vo趋于稳定。通过死区时间td和数字控制模块输出控制量vc(n)来调整pwm模块的工作。pwm驱动模块与现有技术所采用的pwm驱动模块相同，内部包括rs触发器，比较器，数模转换器dac和驱动电路。此处略有不同的是：本发明利用死区时间计算模块的输出td来控制pwm驱动模块产生的副边同步整流管占空比控制信号duty_sr，使其在下降沿的时候，低电平的宽度跟随死区时间td的变化。在整体上，pwm驱动模块通过duty信号和duty_sr信号控制原边开关管和副边同步整流管的开关，实现从数字信号到时间信号的转换，从而形成了数字控制开关电源的闭环系统。

图9是电流检测模块内部结构图，在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过dac采样机制，采样原边电流推算副边平均电流，得到ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)，并将副边平均电流is(tmid)作为输出信号输入到死区时间计算模块，计算合理的死区时间td。电流检测模块包括一个单输入双输出的dac和两个比较器cmp3和cmp3以及原边电流时间计数模块和副边平均电流计算模块。dac的输入是由控制模块的输出信号原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d给出，输出为vpeak_d对应的模拟值vpeak和vpeak_half，其中vpeak_half取值为k·ipeak_p(0<k<1)。比较器cmp3的正端接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端接原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak，输出信号vcmp3作为输入信号输入至原边电流时间计数模块，比较器cmp4的正端接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端接原边峰值电流的k倍(0<k<1)对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak_half，为便于计算，此处k取值为0.5，则vpeak_half＝k·vpeak＝0.5·vpeak，输出信号vcmp4作为输入信号输入至原边电流时间计数模块；原边电流时间计数模块由两个计数器构成，输入信号分别为两个比较器的输出信号vcmp3与vcmp4，根据vcmp3和vcmp4高低电平的变化，得出ccm情况下原边电流从零安培或初始电流线性增加到峰值电流的时间，从而分别计算出所需要的时间ta和tb，并作为输出信号输入到副边平均电流计算模块。副边平均电流计算模块的输入信号为ta和tb，以及原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d，利用vpeak_d除以原边电流采样电阻rcs的阻值，可以推出原边绕组电感峰值电流ipeak_p对应的数字量，并代入is(tmid)的表达式即可得ccm情况下的副边平均电流is(tmid)，从而得到合理的死区时间td,实现下一工作周期死区时间的合理优化。

图10是死区时间计算模块的内部结构图，由上述的分析可知死区时间由mosfet的关断延时阶段和密勒效应阶段组成，要计算死区时间的大小，需要推导上述关断延时阶段和密勒效应阶段的时间分别应满足的关系式，下面分别进行推导。

关断延时阶段：本阶段的电路如图5所示。由前面的分析表明，此阶段内is主要经sr管沟道流通，故有uds≈isrds，udg≈isrds-ugs；同时cgs、cdg经电阻rg放电，ugs由ug降至up。由此分析sr管的门极可得：

将ciss＝cgs+cdg代入上式，可解得关断延时阶段的持续时间δt1如下：

因ugs≥up，故所以上式可以写成：

密勒效应阶段：本阶段的电路如图6所示。由前面的分析可知，此时ugs、ig基本不变，ugs(t)≈up，且ig仅流过cdg并使udg由isrds-up上升至ux-up。此过程sr管栅极耗散的电荷qp可计算如下：

由前述分析知up≈isrds+ut且cdg＝crss1，则上式可化为：

考虑到所以qp1＝qgd。

根据mosfet的数据手册可知

其中，crss(t)为udg＝udg(t)时crss的实测数据。crss(t)和udg(t)是mosfet手册中的常规参数，且udg(t)通常取25v。

将qp1＝qgd及式(6)带入式(5)可推得：

由式(7)以及则本阶段即密勒效应阶段的持续时间δt2可计算如下：

综上所述，在副边整流管sr关断到原边开关管sw开启之间最优的死区时间td为：

由以上分析可知，对于一个给定的电路，在上式中除了is，其余均为常量，故可设以下常量：

对于式(9)中的第四项，此处采用泰勒级数展开并忽略高次项：

其中n＝rds。所以死区时间td可以表示为：

td＝k1+k2+k3+f(is)(10)

对于图10死区时间计算模块的内部框图，由分析可知，除了副边电流is是变量，其余均为常量。对于死区时间的四个组成部分，k1、k2、k3为常量，最后一项f(is)为副边电流is的幂函数。所以，将输入常量k1、k2、k3输入加法器a1，用除法器d1、乘法器m1实现is的系数，用除法器d2、乘法器m2、m3、m4实现is²的系数。最后通过加法器a2、a3实现死区时间td。

图11是pwm驱动模块。其内部包含一个传统的pwm驱动模块，这个pwm驱动模块与现有技术所采用的pwm驱动单元相同，内部包括rs触发器，比较器，数模转换器dac和驱动电路。pwm驱动模块产生原边开关管占空比控制信号duty和副边同步整流管占空比控制信号duty_sr，复位rs触发器，去产生占空比不同的pwm波形，控制原边开关管和副边同步整流管的开关，实现从数字信号到时间信号的转换，从而形成了数字控制开关电源的闭环系统。其中内部传统的pwm驱动单元产生的原边开关管控制信号duty将作为输出信号直接控制原边开关管，而产生的副边整流管控制信号duty_sr1需要经过一个简单的逻辑电路，才能用于优化死区时间。此处将死区时间计算模块的输出td经过一个过零比较器，产生一个正向脉冲，才将正向脉冲通过一个反相器得到一个负向脉冲，d触发器在信号duty_sr下降沿的触发下，使负向脉冲与duty_sr进行与逻辑运算，使此时的死区时间跟随负向脉冲的宽度变化，从而实现了死区时间的优化。

图12是单输出dac中点采样模块的内部结构图。单输出dac中点采样模块包括数模转换器dac、三角波发生器、比较器cmp1、比较器cmp2、计数器和反馈量计算模块；其功能是在副边电流复位时间中点tmid，采样得到辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)。信号流向为：辅助绕组上的电压信号vsense作为输入信号流入，输入到两个比较器的正端，分别与单斜坡数字波的电压信号vref_slope和零电压进行比较，并分别得到反馈比较信号vref_comp和零比较信号vzvs_comp。计数器根据反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp的高低电平变化，计数得到δtr_half与tr的大小，δtr_half为单斜坡数字波vref_slope从起始电压vinitial位置上升到与辅助绕组上电压信号vsense相交所需要的总时间，tr为副边电流从峰值降低到最低点所需要的复位时间。最后反馈量计算模块根据δtr_half与tr之间大小关系的不同，调整下一周期的单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，将此刻单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内单输出dac中点采样模块的输出信号输出。需要说明的是，每一周期都会输出中点电压信号vsense(tmid)，虽然当负载变化、辅助绕组上的电压信号vsense发生变化的动态阶段，单输出dac中点采样模块的输出信号中点电压信号vsense(tmid)并不是严格意义上的tr/2时刻的辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)，只是一个逐渐逼近的近似量，但是通过每个周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，随着逐渐逼近，在多个开关周期后，单输出dac中点采样模块输出的中点电压信号vsense(tmid)，就会是数值上严格等于tr/2时刻辅助绕组上电压信号vsense(tmid)的精确量)。因为单输出dac中点采样模块调整的速率很快，动态调整的周期跟稳态周期相比所占比例非常小，所以每个开关周期，辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，被赋值的单输出dac中点采样模块输出信号都被称为中点电压信号vsense(tmid)。

图13是数字控制模块的内部结构图。数字控制模块与现有技术的数字控制模块相同，现有技术又称为数字pi控制模块，其核心是pi控制，即比例积分控制。数字控制模块包括加法器，减法器，乘法器，寄存器，运算放大器kp和ki，和模式判断模块，具体连接关系为：dac的中点采样电压信号vsense(tmid)与系统预设的固定值vref经过减法器得到误差e(n)，e(n)一方面给寄存器做输入，另一方面控制模式判断模块。模式判断模块输出两个信号vpeak_d和状态state。状态信号state一分为二经过运算放大器，然后经过加法器求和。寄存器的输出e(n-1)与状态state的一路信号相乘并将结果给之后的减法器。求和之后的状态信号与误差e(n)相乘，然后依次经过减法器、加法器，最终得到控制信号vc(n)，此处控制信号vc(n)经过寄存器反馈给上一级加法器。输入信号为单输出dac的中点采样电压信号vsense(tmid)输出信号是原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d，和控制信号vc(n)。比例控制的输出与输入误差信号成比例关系，积分控制的输出与输入误差信号的积分成比例关系。当系统仅有比例控制时，输出存在稳态误差。为了消除稳态误差，需要加入积分控制。pi控制器可以使系统在进入稳态后无稳态误差。根据输入信号单输出dac的中点采样电压信号vsense(tmid)与系统预设的固定值vref的误差系统预设的固定值vref，比例和积分计算出控制量vc(n)，从而消除稳态误差，同时模式判断模块也会根据误差e(n)大小直接给出原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d作为输出信号，表达式如下式(11)、(12)：

vc(n)＝vc(n-1)+kp·(e(n)-e(n-1))+ki·e(n)(11)

e(n)＝vsense(tmid)-vref(12)

vc(n)代表本周期控制量，vc(n-1)代表前一周期控制量，e(n)代表本周期误差，e(n-1)代表前一周期误差，kp和ki分别为积分参数和微分参数，在全负载范围内是不唯一的，需要根据不同的模式设置不同的值。