一种可提升电源转换效率及抑制热开机冲击电流的装置的制作方法

本实用新型涉及电源设备技术领域，尤其涉及一种可提升电源转换效率及抑制热开机冲击电流的装置。

背景技术：

图1是现有技术中的一种液晶显示产品电源板上的交流转直流的转换电路一具体实施例，由于工频大电容C4的等效串联阻抗(简称ESR，在工作频率为 120Hz时其ESR通常在2Ω以内)和共模电感L1两个绕组的直流阻抗(简称 RL1/RL2通常只有几百mΩ左右)较小，无法较好的抑制开机舜间的冲击电流，故在L端(火线)的保险丝F1与整流桥D1～D4之间通常会串接一颗热敏电阻 (简称NTCR)NR1以防止电源输入端因开机时流过保险丝F1及整流桥D1～D4 的冲击电流过大，而造成保险丝和整流桥D1～D4损坏；图2是电源输入端L端(火线)与N端(中线)之间的开机时冲击电流路径的等效电路图，由于电源输入端为交流电，故电源输入端冲击电流即可从L端流向N端，也可从N端流向L 端，根据公式I＝U/R,若R为定值时，当U越大，则I也越大，即：当电网的交流电输入到电源板输入端，且最先进入电源板的电压刚好为正弦波峰值时，电源输入端的冲击电流最大，波形图请参考图3，

故冲击电流：

假设：交流输入电压最大值V_acmax＝264V

整流桥二极管D1/D2正向导通电压V_D1＝V_D2＝1V

EMI电路的共模电感两个绕组直流阻抗R_L1＝R_L2＝0.5Ω

工频大电容C3等效串联阻抗ESR＝1.2Ω

NR1的热敏电阻选用在25℃时阻值为10Ω的电阻

则Iin-rush＝30.4A，故在第一次冷开机时，流过保险丝F1和整流桥二极管 D1/D2或D3/D4最大的冲击电流为31.4安培。

由于热敏电阻为负温度系数电阻，受温度影响较大，参考图4，NTCR阻值与温度的关系曲线图,如：当开机之后较长一段时间NTCR本体温度上升到 100℃时，此时对应的NTCR阻值仅为1.3Ω，若此时关掉输入端交流电时再经过较短时间再开机，则此时流过保险丝F1和整流二极管D1/D2或D3/D4最大的冲击电流可达97A，即热开机时NTCR抑制输入端的冲击电流效果很差。

热敏电阻NR1在能效损耗方面也比较大，如：一输出Pout＝50W的开关电源板，若开关电源转换u为85％,当在输入工频交流电压U为90V时，依据 Pin＝U*I*Cosθ＝Pout/u,其中Pin为开关电源输入功率，Cosθ为功率因素,导通角θ在开关电源工作时大约为50度左右,Cosθ＝0.64,此时 90V*I*0.64＝50W/85％＝＝>开关电源输入电流I＝1.02A，正常工作NTCR温度稳定在100度，NTCR阻值R＝1.3Ω，则损耗在该NR1点位上的功耗为PNR1＝I2*R＝ 1.02A2*1.3Ω＝1.35W，即在该NR1点位上损耗掉效率u(NR1)＝ PNR1/Pin＝1.35W/(50W/85％)＝2.29％。

现有技术中存在以下不足之处：

1、NTCR负温系数的热敏电阻，其阻值受温度影响很大，造成在热开机时 (机器工作一段时间后，交流输入端先掉电，之后又立即供电)保险丝F1及整流桥D1～D4受到很大的冲击电路，影响其使用寿命，使保险丝及整流桥容易受到热开机时的冲击电流而损伤。

2、NTCR应用在开关电源输入端对开关电源电能转换效率影响较大，现世界各国安规认证机构都在推行节能认证，如美国环保署EPA就在液晶显示产品推出EPA7.0能效新标准，若液晶显示产品内部开关电源电能转换效率太低，就有可能导致对应的液晶显示产品无法通过EPA7.0认证。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于，提出一种能让电源板的保险丝和整流桥在冷开机和热开机时均受到较小的冲击电流，使得保险丝及整流桥等零件有更长的使用寿命，可减少因热开机造成保险丝及整流桥市场不良，从而提升电源产品的品质；可以让开关电源产品转换效率更高，更加节能，让显示器产品更容易通过 EPA7.0新能效认证的问题。

为了实现上述目的，本实用新型所采用的技术方案为：

一种可提升电源转换效率及抑制热开机冲击电流的装置，交流电L端的保险丝串接功率电阻后连接共模电感一输入端，共模电感输出端经整流桥后连接变压器，所述变压器上设有第一绕组，第一绕组的异名端连接开关管源极，开关管漏极连接保险丝与功率电阻串接的节点，开关管栅极经第二电阻连接二极管负极，二极管正极连接变压器第一绕组的同名端；开关管栅极还经第三电阻连接第一绕组的异名端；二极管负极与第二电阻连接的节点连接电容一端，电容另一端连接第一绕组的异名端；一稳压二极管与第三电阻并联，稳压二极管正极连接第一绕组的异名端。

其中，所述变压器为反激式变压器。

本实用新型的有益效果为：

在冷开机或是热开机时，且在变压器T1未开始工作之前，交流电通过功率电阻(R11)向工频大电容C4充电，当变压器开始工作时，第一绕组Ndet感应一电压让开关管导通，此时由于开关管Rds(On)阻值较功率电阻小的多，故电流几乎从开关管流过。

克服了原NTCR因热开机时阻抗严重变小造成输入端的保险丝及整流桥冲击电流过大从而造成保险丝及整流桥等零件损坏的问题。同时因开关管Rds(On) 阻值非常小，如:采用全宇昕MTN9240J3型号在Vgs＝10V时开关管的Rds(On) 只有45mΩ,开关电源正常工作时损耗在开关管上的功耗为PQ2＝I2*Rds(On)＝ 1.02A2*0.045Ω＝0.0468W，大大小于现有采用NTCR损耗为1.35W，即在该开关管点位上损耗掉效率u(Q2)＝PQ2/Pin＝0.0468W/(50W/85％)＝0.079％，较之前采用NTCR损耗掉效率u(NR1)＝2.29％小得多。

附图说明

图1为现有技术中的液晶显示产品采用NTCR电阻(NR1点位)来抑制开机时的冲击电流的电路图；

图2为现有技术中的交流电源L端与N端之间冲击电流回路等效电路图；

图3为现有技术中输入交流电压最高时的保险丝及整流桥的冲击电流波形图；

图4为现有技术中25℃时阻值为10ΩNTCR的温度与阻值的关系图；

图5为本实用新型的一种可提升开关电源转换效率及抑制热开机冲击电流装置的电路结构图；

图6为本实用新型的一种可提升开关电源转换效率及抑制热开机冲击电流装置的电源L端与N端之间冲击电流回路等效电路图。

具体实施方式

以下将结合附图所示的具体实施方式对本实用新型进行详细描述。但这些实施方式并不限制本实用新型，本领域的普通技术人员根据这些实施方式所做出的结构、方法、或功能上的变换均包含在本实用新型的保护范围内。

参阅图5及图6所示，本实用新型一实施方式中提供一种可提升电源转换效率及抑制热开机冲击电流的装置，交流电L端的保险丝F1串接功率电阻R11 后连接共模电感L1一输入端，共模电感L1输出端经整流桥后连接变压器T1，所述变压器T1上设有第一绕组Ndet，第一绕组Ndet的异名端连接开关管Q2 源极，开关管Q2漏极连接保险丝F1与功率电阻R11串接的节点，开关管Q2 栅极经第二电阻R13连接二极管D7负极，二极管D7正极连接变压器T1第一绕组Ndet的同名端；开关管Q2栅极还经第三电阻R12连接第一绕组Ndet的异名端；二极管D7负极与第二电阻R13连接的节点连接电容C11一端，电容C11 另一端连接第一绕组Ndet的异名端；一稳压二极管ZD1与第三电阻R12并联，稳压二极管ZD1正极连接第一绕组Ndet的异名端。

在优选的实施方式中，所述变压器(T1)为反激式变压器。

所述的可提升电源转换效率及抑制热开机冲击电流的装置的工作原理如下：

1.当电源板刚通电时，交流电电流通过L端的保险丝F1之后经过功率电阻 R11再经EMI共模电感L1及整流桥D1～D4给工频大电容C4进行充电，参考图6所示冲击电流路径：①L端→功率电阻R11→共模电感绕组RL1→整流桥二极体D1→工频大电容C4→整流二极体D2→共模电感绕组RL2→N端；②N端→共模电感绕组RL2→整流二极体D3→工频大电容C4→整流桥二极体D4→共模电感绕组RL1→功率电阻R11→L端，与此同时工频大电容C4通过一电阻 R1电连接到驱动芯片30的高压启动引脚301端，高压启动引脚301的驱动芯片内部通过设置一恒流源从驱动芯片30的供电引脚302端对供电电容C5进行冲电，当驱动芯片30的供电引脚302端电压达到驱动芯片开启电压(Vcc_on)时, 驱动芯片30的输出端303将输出一脉冲方波(简称：PWM方波)通过一电阻 R3给MOS开关管Q1栅极(Gate端)，此时MOS开关管Q1根据栅极的PWM 方波的占空比来控制变压器T1的工作状态。

2.当MOS开关管Q1导通(turn on)时,变压器T1的Np/Nvcc/Ns/Ndet绕组同名端(也称打点端)感应到电压为“-”，Np/Nvcc/Ns/Ndet绕组异名端(也称非打点端)感应到电压为“+”；

此时，通过变压器T1的Np绕组将电能转化为磁能存储在变压器磁芯的气隙(Gap)中。

当MOS开关管Q1关闭(turn off)时,变压器T1的Np/Nvcc/Ns/Ndet绕组同名端(也称打点端)感应到电压为“+”，Np/Nvcc/Ns/Ndet绕组异名端(也称非打点端)感应到电压为“-”；此时，变压器T1中的气隙能量将释放出来，从Ns绕组经过D5整流二极管及输出滤波电路电解电容C8/电感L2/电解电容 C9之后输出直流电给其它电路如：主板电路、LED灯管驱动电路工作；从Nvcc 绕组输出一电压经过整流二极管D6及供电电容C5之后从驱动芯片供电引脚 302端为驱动芯片提供供电电压；从Ndet绕组输出一电压经D7整流二极管对 C11电容冲电，C1电容上的电压经过第三电阻R12、第二电阻R13分压之后提供MOS开关管Q2的栅极(Gate端)，使MOS开关管Q2导通工作，此时交流电的输入端的电流从MOS开关管Q2的漏极-源极流过，经EMI共模电感L1及整流桥D1～D4往工频大电容C4充电。

从上面所述内容可知：每一次电源板在冷开机或是热开机时，交流电的输入端电流从功率电阻R11限流之后经过整流桥D1～D4对工频大电容C4进行充电，其冲击最大电流为：

假设：交流输入电压最大值V_acmax＝264V

整流桥二极管D1/D2正向导通电压V_D1＝V_D2＝1V

EMI电路的共模电感两个绕组直流阻抗R_L1＝R_L2＝0.5Ω

工频大电容C3等效串联阻抗ESR＝1.2Ω

功率电阻R11选取5Ω/5W的水泥电阻

则：I_in-rush＝51.2A，较使用在25℃时阻值为10Ω的NTCR在热开机时最大的冲击电流可达97A小得多。

当工频大电容C4冲电结束且变压器T1开始工作时，MOS开关管Q2导通，此时交流电输入端电流由MOS开关管Q2的漏极-源极之间流过，经过EMI共模电感L1及整流桥D1～D4整流之后转成直流脉动电压给工频大电容C4，再由工频大电容C4提供给变压器T1做能量转化。

3.由于此电路功率电阻R11只是在冷热开机时用来抑制流过保险丝F1及整流桥D1～D4的冲击电流，当开关电源变压器T1开始正常传输电能时，交流电输入端电流几乎由MOS开关管Q2的漏极-源极之间流过，而基本不从功率电阻 R11流过，而MOS管的导通阻抗通常很小，如:采用全宇昕MTN9240J3型号在Vgs＝10V时MOS Rds(On)只有45mΩ,开关电源正常工作时损耗在MOS开关管Q2上的功耗为PQ2＝I2*Rds(On)＝1.02A2*0.045Ω＝0.0468W(现有采用NTCR 损耗为1.35W)，即在该MOS开关管Q2点位上损耗掉效率u(Q2)＝ PQ2/Pin＝0.0468W/(50W/85％)＝0.079％，较之前采用NTCR损耗掉效率 u(NR1)＝2.29％小得多。

应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施方式中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本实用新型的可行性实施方式的具体说明，它们并非用以限制本实用新型的保护范围，凡未脱离本实用新型技艺精神所作的等效实施方式或变更均应包含在本实用新型的保护范围之内。