三相单级全桥功率因数校正器的升压电路的制作方法

本实用新型属于电力电子技术、开关电源技术领域。

背景技术：

有源功率因数校正(APFC)技术是抑制谐波电流、提高用电设备网侧功率因数的有效方法。按照电路结构的不同，APFC技术可分为两级型和单级型，单级APFC将PFC环节和DC/DC(直流/直流)变换环节集成，共用一个控制器，具有结构简单、成本低、效率高等优点，是电力电子技术领域中的一项重要课题和发展趋势。目前，关于单级APFC技术的研究大多集中在小功率领域，关于适合中大功率领域单级APFC变换器的研究相对较少。

基于电流型隔离全桥升压拓扑的单级APFC变换器适合在中大功率领域工作。该类变换器的优势主要表现在：(1)实现了输入输出侧的电气隔离；(2)实现了功率开关管的软开关；(3)实现了输出电压的调节；(4)消除了桥臂开关直通、短路的危险。然而，该类变换器本身存在无法正常起动的问题，这是由于变换器起动时输出滤波电容电压为零，升压电感因对滤波电容充电而产生很大的过流。为了解决该类变换器的起动问题，目前较为有效的方法是在变换器升压电感上增加反激绕组，利用反激绕组在起动过程中为输出滤波电容充电，并实现变换器的正常起动。

如图1(a)所示为基于电流型隔离全桥升压拓扑的三相单级APFC变换器。其中，L_a、L_b、L_c(L_a＝L_b＝L_c＝L)为输入侧的升压电感，S₁、S₂、S₃、S₄为开关管(一般为电力电子器件IGBT或Power MOSFET)，T为功率变压器。为了实现变换器的正常起动，通常将其升压电感由交流侧移动至直流侧，如图1(b)所示，将原升压电感L_a、L_b、L_c分别变为耦合电感L_a1、L_a2、L_b1、L_b2、L_c1、L_c2(L_a1＝L_a2＝L_b1＝L_b2＝L_c1＝L_c2＝L)，并且在耦合电感上增加了反激式电感L_af、L_bf、L_cf(L_af＝L_bf＝L_cf＝L_f，n_f为其匝数比，n_f²＝L/L_f)以及二极管D_af、D_bf、D_cf。对比图1(a)和(b)可以看出，为了实现正常起动，该变换器结构的复杂程度大幅度的增加了。

三相单级全桥APFC变换器的工作过程分为两部分，如图2所示为图1(b)中变换器在起动状态和稳定状态这两部分的开关管的开关时序。下面以三相输入工频周期中的0≤ωt≤π/6阶段为例介绍该变换器在起动和稳定状态的工作过程，在该阶段中三相电压的关系为：u_bn≤0≤u_an≤u_cn。

第一部分为起动状态的工作过程：起动状态，在升压电感的一个充放电周期内，变换器主要有2个工作阶段，如图3所示。每个工作阶段变换器的工作过程如下。

工作阶段1：桥臂开关管直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)，在三相输入电压的作用下，升压电感L_a1、L_b2、L_c1电流由零开始线性上升，本阶段结束时达到最大。在本阶段变换器的输出电流仅由输出滤波电容放电提供。

工作阶段2：桥臂开关管全部关断，升压电感L_a1、L_b2、L_c1在阶段1中存储的能量转移至反激式电感L_af、L_bf、L_cf上，并通过二极管D_af、D_bf、D_cf向变换器的输出侧释放。在本阶段结束前，反激电感L_af、L_bf、L_cf的电流依次下降到零。

第二部分为稳定状态的工作过程：稳定状态，在升压电感的一个充放电周期内，变换器主要有2个工作阶段，如图4所示，其中图4(a)与图3(a)相同。每个工作阶段变换器的工作过程如下。

工作阶段1：桥臂开关管直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)，在三相输入电压的作用下，升压电感L_a1、L_b2、L_c1电流由零开始线性上升，本阶段结束时达到最大。在本阶段变换器的输出电流仅由输出滤波电容放电提供。

工作阶段2：桥臂开关管对臂导通(S₁、S₄导通或者S₂、S₃导通)，三相输入电源与升压电感L_a1、L_b2、L_c1一起通过变压器T向变换器的输出侧提供能量，在本阶段结束前，升压电感L_a1、L_b2、L_c1的电流依次下降到零。

上述这种现有三相单级全桥APFC变换器的电感结构复杂，每相升压电感都要耦合一个反激式电感，绕制线路乱，对各电感之间的绝缘要求高，容易出现电气故障。

技术实现要素：

本实用新型目的是为了解决现有三相单级全桥APFC变换器的电感结构复杂，易出现电气故障的问题，提供了一种三相单级全桥功率因数校正器的升压电路。

本实用新型所述三相单级全桥功率因数校正器的升压电路，包括三相输入整流电路、移相桥、高频变压器T、输出整流电路和输出滤波电容C，三相输入整流电路由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路，移相桥由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路；

升压电路还包括A相上桥臂升压电感L_a1、A相下桥臂升压电感L_a2、B相上桥臂升压电感L_b1、B相下桥臂升压电感L_b2、C相上桥臂升压电感L_c1、C相下桥臂升压电感L_c2、反激式电感L_F和二极管D_F，

三相输入整流电路的A相桥臂上依次串联有二极管D₁、A相上桥臂升压电感L_a1、A相下桥臂升压电感L_a2和二极管D₄，二极管D₁的阳极与A相上桥臂升压电感L_a1的异名端相连，A相上桥臂升压电感L_a1的同名端与A相下桥臂升压电感L_a2的异名端相连，A相下桥臂升压电感L_a2的同名端与二极管D₄的阴极相连；

三相输入整流电路的B相桥臂、C相桥臂与所述A相桥臂的结构相同；

反激式电感L_F同时与六套升压电感耦合，反激式电感L_F的同名端接地，反激式电感L_F的异名端连接二极管D_F的阳极，二极管D_F的阴极连接输出整流电路的正极输出端。

优选地，反激式电感L_F与六套升压电感共同绕制在一个磁芯上，且绕制方向相同；

所述磁芯具有四个磁柱，分别为两个具有气隙的中柱、一个具有气隙的边柱和一个无气隙的边柱，在具有气隙的三个磁柱上分别绕制一相升压电感，且该相的两套升压电感分别独立绕制在气隙两侧的磁柱上；反激式电感L_F绕制在无气隙的边柱上。

优选地，反激式电感L_F与六个升压电感绕制在三个具有气隙的E型磁芯上；

每个E型磁芯上绕制一相升压电感，该相的两套升压电感并联后均匀绕制在E型磁芯的中柱上，且绕制方向相同；

反激式电感L_F依次绕过每个E型磁芯的中柱上的升压电感。

本实用新型的优点：本实用新型具有简化的电路结构，采用一套反激式电感与所有升压电感耦合，大幅度的降低了现有技术的复杂程度，在实际应用中，采用本实用新型方案不但降低了成本，而且降低了工艺难度，有利于大范围推广。

附图说明

图1是现有三相单级全桥APFC变换器，其中(a)为变换器的基本结构；(b)为增加了反激式电感的变换器结构；

图2是图1(b)中变换器开关管的开关时序；

图3是图1(b)中变换器在起动状态的工作过程；

图4是图1(b)中变换器在稳定状态的工作过程；

图5是本实用新型所述三相单级全桥功率因数校正器的升压电路，其中(a)为电路原理图；(b)为升压电感磁芯结构示意图；

图6是5(a)中变换器在起动状态的工作过程；

图7是图5(a)中变换器在稳定状态的工作过程；

图8是第二种升电感磁芯的实现方案。

具体实施方式

本实用新型针对如图1(b)所示的现有三相单级全桥APFC变换器进行技术改进，提出一种可简化该变换器输入侧电路结构、及升压电感集成技术。

下面结合图5～图8作进一步说明，本实施方式的三相单级全桥APFC变换器如图5(a)所示。与图1(b)电路相比，升压电感上的反激式电感由3个(L_af、L_bf、L_cf)缩减为1个(L_F)，二极管也由3个(D_af、D_bf、D_cf)缩减为1个(D_F)，绕组的匝数比变为n_F(n_F²＝L/L_F)。与图1中变换器相比，如图5(a)所示的变换器的3个升压电感集成在一个磁路上。

与图1(b)相比，图5(a)中变换器在起动状态和稳定状态时开关管的开关时序不变，仍如图2所示。

(1)起动状态的工作过程

起动状态，在升压电感的一个充放电周期内，变换器主要有2个工作阶段，如图6所示。每个工作阶段变换器的工作过程如下。

工作阶段1：桥臂开关管直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)，在三相输入电压的作用下，升压电感L_a1、L_b2、L_c1电流由零开始线性上升，本阶段结束时达到最大。在本阶段变换器的输出电流仅由输出滤波电容放电提供。

工作阶段2：桥臂开关管全部关断，升压电感L_a1、L_b2、L_c1在阶段1中存储的能量转移至反激式电感L_F上，并通过二极管D_F向变换器的输出侧释放。在本阶段结束前，反激式电感L_F的电流下降到零。

(2)稳定状态的工作过程

稳定状态，在升压电感的一个充放电周期内，变换器主要有2个工作阶段，如图7所示，其中图7(a)与图6(a)相同。每个工作阶段变换器的工作过程如下。

工作阶段1：桥臂开关管直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)，在三相输入电压的作用下，升压电感L_a1、L_b2、L_c1电流由零开始线性上升，本阶段结束时达到最大。在本阶段变换器的输出电流仅由输出滤波电容放电提供。

工作阶段2：桥臂开关管对臂导通(S₁、S₄导通或者S₂、S₃导通)，三相输入电源与升压电感L_a1、L_b2、L_c1一起通过变压器T向变换器的输出侧提供能量，在本阶段结束前，升压电感L_a1、L_b2、L_c1的电流依次下降到零。

本实施方式变换器的反激式电感回路的设计原则：

这里对比图1(b)的方案来说明图5(a)中方案的设计原则。设三相输入电压u_an＝Usinωt，u_bn＝Usin(ωt-2π/3)，u_bn＝Usin(ωt+2π/3)。

对于图1(b)和图5(a)所示变换器，在起动状态的工作阶段1中，升压电感的充电过程是一致的。在工作阶段1结束时，每相升压电感电流达到了一个充放电内的最大值，如下：

式中，D为APFC变换器的占空比，T为升压电感的充放电周期，因此，DT为桥臂开关管的直通时间。

对于图1(b)所示变换器，在一个充放电周期内反激式电感L_af、L_bf、L_cf的最大电流为：

那么，图1(b)所示变换器在起动状态中，由式(2)可以得出流过反激式电感L_af、L_bf、L_cf和二极管D_af、D_bf、D_cf的最大电流为：

由于反激式电感L_af、L_bf、L_cf的电流要在起动状态工作阶段2中回零，因此必须满足(其中，)：

对于图5(a)所示变换器，在起动状态，升压电感在工作阶段1中存储的能量全部转移至反激式电感L_F上。下面通过能量守恒来计算反激式电感L_F上的最大电流。

在工作阶段1中，升压电感存储的能量为：

工作阶段1中升压电感存储的能量应等于工作阶段2开始时反激式电感L_F的能量，那么可以得出流过反激式电感L_F和二极管D_F的最大电流为：

由于反激式电感L_F的电流要在起动状态工作阶段2中将回零，因此必须满足(其中，)：

对比式(4)和(7)可以得出，为了保证图5(a)所示变换器在起动过程中与图1(b)所示变换器等效的话，应该有：

由式(4)、(6)和(8)可得，图5(a)所示变换器在起动状态中，流过反激式电感L_F和二极管D_F的最大电流为：

对比图1(b)所示变换器，图5(a)变换器的反激式回路按照式(8)和(9)来设计。

本实施方式给出升压电感与反激式电感集成的两个实施例：

实施例1：参见图5(b)所示三相升压电感的集成磁路图。其中，每相的2个升压电感(L_a1、L_a2)相互耦合的绕制在磁路的同一个磁柱(带有气隙)上，反激式电感单独绕制在一个磁柱(不带有气隙)上。由于升压电感磁柱中带有气隙，其磁阻远大于反激式电感的磁柱，因此，该结构中每相的升压电感都与反激式电感存在耦合关系，而每相升压电感之间几乎不存在耦合关系。

实施例2：参见图8，在实际中，如图5(b)所示的磁路需要特殊制作磁芯才能实现，如果使用通用的磁路来实现升压电感的集成，可按照如图8所示的结构形式。其中，将每相的升压电感(如L_a1、L_a2)的绕组并联后，正常绕制在各自独立的磁芯上；将反激式电感L_F的绕组依次绕过每相升压电感的磁芯，保证各项升压电感绕组在磁芯中引起的磁通总和作用在反激式绕组上即可。