转换器装置和操作所述转换器装置的方法与流程

根据权利要求1的前序部分，本申请涉及一种用于将输入电压转换为输出电压的转换器装置。此外，本申请涉及一种操作转换器装置的方法。在电子设备中，需要负载点(pol)dc-dc转换器将调节后的dc电压提供给系统中的各种功能块。一般而言，这些功能块需要不同的电压和功率电平，因此，每个块使用专用的pol转换器。对于这些系统，定制设计的降压(buck)转换器被用作选择的pol转换器。使用定制的降压转换器允许设计人员最大限度地提高效率，最小化每个降压转换器的体积，以及优化整个系统性能。然而，定制的降压转换器增加了系统级设计的复杂性和制造成本，并影响可靠性。例如，us2008/0019158a1公开了传统的两相交错降压转换器(two-phaseinterleavedbuckconverter)。本发明的目标是提供一种高度灵活的转换器装置，其能够提供大范围的电压、转换比和功率电平，且其功率处理效率高、体积小和动态性能好。该目的通过一种包括权利要求1的特征的用于将输入电压转换为输出电压的转换器装置来实现。本发明的转换器装置以可变换性原理来操作，该原理是指其基于操作条件来选择其操作模式的能力。这种模式变化特性由七个开关、飞跨电容器(flyingcapacitor)和控制器来实现。具体地，控制器是数字控制器。具体地，转换器正好包括七个开关，一方面能够实现不同的操作模式，另一方面避免不必要的损耗。由于七个开关和飞跨电容器，因此本发明的转换器装置在下面也被称为7-开关飞跨电容器转换器装置或7sfc转换器装置。相应地，本发明的转换器也被称为7-开关飞跨电容器转换器或7sfc转换器。根据操作条件，转换器装置可以在各种操作模式下操作，从而使在整个操作范围内效率最大化。操作条件以输入电压、输出电压、所需的输出电压、输出电流、所需的输出电流、转换比或占空比中的至少一个为特征。例如，可以提供以下操作模式中的至少两种：高降压模式、3级降压模式、两相交错降压模式、单相3级降压模式和单相交错降压模式。通过模式选择逻辑来选择效率最高的操作模式。例如，模式选择逻辑包括具有预定电压阈值和电流阈值的查找表。转换器装置是升压转换器装置或降压转换器装置中的至少一种。在转换器装置作为降压转换器装置操作的情况下，适用于转换比m＝vout/vin：1/24≤m≤1，优选1/48≤m≤1，优选1/80≤m≤1。此外，在转换器装置作为升压转换器装置操作的情况下，适用于转换比m：1≤m≤24，优选1≤m≤48，优选1≤m≤80。转换器装置以开关频率fs操作。例如，适用于开关频率：200khz≤fs≤1600khz，优选400khz≤fs≤1400khz，优选600khz≤fs≤1200khz。此外，例如适用于负载电流iload：0.1a≤iload≤10a，优选0.5a≤iload≤8a，优选1a≤iload≤6a。转换器装置的功率处理效率被定义为输出功率与输入功率的比率。功率处理效率取决于转换比m、开关频率fs和/或负载电流iload。对于整个操作条件范围，功率处理效率为至少75％，优选为至少80％，优选为至少85％，以及优选为至少90％。转换器装置在整个操作条件范围内保持高的且几乎平坦的效率曲线。根据权利要求2的转换器装置确保了高度的灵活性。七个开关的布置使本发明的两相dc-dc转换器执行各种不同的操作模式。此外，转换器装置在降压转换器装置的情况下能够将电抗组件两端的电压应力降低到输入电压的一半，或者在升压转换器装置的情况下能够将电抗组件两端的电压应力降低到输出电压的一半。具体地，第二输入电压端子和第二输出电压端子连接到参考节点。具体地，参考节点连接到地。由于开关损耗和电压应力的降低，根据权利要求3的转换器装置确保了高的功率处理效率。对于特定的操作模式，飞跨电容器两端的电压在降压转换器装置的情况下等于输入电压的一半，或者在升压转换器装置的情况下等于输出电压的一半。这能够降低开关和电抗组件的电压应力，并且能够减小电抗组件的体积。此外，降低了开关的开关损耗。根据权利要求4的转换器装置确保了高度的灵活性。两个电感器可以并联操作。这使得负载电流在两个电感器之间分流，从而减小电感器的体积要求和损耗。根据权利要求5的转换器装置确保了高度的灵活性。在降压转换器装置的情况下，输出电容器能够使输出电压纹波和输出电压的偏差适应于期望的值。具体地，电容器连接到参考节点。根据权利要求6的转换器装置确保了高度的灵活性。开关操作装置提供开关信号以根据选中的操作模式(即由模式选择逻辑的模式信号提供的操作模式)来操作开关。具体地，开关操作装置包括数字脉宽调制器。根据权利要求7的转换器装置能够提供调节后的输出电压。电压控制器提供具有占空比的开关操作装置，以根据所述占空比来操作开关。输出电压由电压传感器测量，并且优选地通过相应的模拟-数字转换器而被转换成数字域。将误差信号提供给数字电压补偿器，该误差信号是期望的数字输出电压与测量到的数字输出电压之差。数字电压补偿器的输出信号是占空比d。占空比d是脉冲持续时间t与开关周期ts的比率。适用于占空比：0≤d≤1，特别是0<d<1。根据权利要求8的转换器装置确保了高度的灵活性和高的功率处理效率。基于信号，优选输入电压、输出电压和输出电流的数字信号，模式选择逻辑确定合适的操作模式。例如，模式选择逻辑使用查找表来将表征合适的操作模式的模式信号提供至开关操作装置。此外，电压补偿器可以根据操作模式用不同的参数来设计，以针对每种操作模式实现优化的动态性能。在中等负载条件和重负载条件下，针对高降压比，根据权利要求9的转换器装置确保了高的功率处理效率。此操作模式被称为高降压(hsd)模式。该模式为高降压情况提供了最高的效率。在稳态下，飞跨电容器两端的电压等于转换器的输入电压的一半。这意味着所有开关都可以被额定为整个输入电压的一半。为每个开关额定较低的电压的益处是减小了体积并降低了开关损耗。针对需要高降压转换的情况，在轻负载条件下，根据权利要求10的转换器装置确保了高的功率处理效率。该模式被称为3级降压(3lb)模式。该模式用两个并联的电感器、通过在整个开关循环内保持第五开关和第七开关导通来操作。这使得负载电流在两个电感器之间分流，从而减小电感器的体积要求和损耗。所有开关都在输入电压的一半处开关，从而减少开关损耗。根据权利要求11的转换器装置确保了高度的灵活性。该操作模式可以用于接近和大于0.5的转换比。该模式被称为第一两相交错降压(ib1)模式。该模式可以用于占空比d≥0.5。根据权利要求12的转换器装置确保了高度的灵活性。该操作模式可以用于接近和大于0.5的转换比。该模式被称为第二两相交错降压(ib2)模式。该模式可以用于占空比d≤0.5。根据权利要求13的转换器装置确保了高度的灵活性。该操作模式能够执行切相(phaseshedding)以进一步提高低电流下的功率处理效率。该操作模式被称为单相3级降压(sp3lb)模式。根据权利要求14的转换器装置确保了高度的灵活性。该操作模式能够执行切相来进一步提高低电流下的功率处理效率。该操作模式被称为单相交错降压(spib)模式。此外，本发明的目的是提供一种高度灵活的操作转换器装置的方法，该转换器装置能够提供大范围的电压、转换比和功率电平，且其功率处理效率高、体积小和动态性能好。该目的通过一种包括权利要求15的步骤的操作转换器装置的方法来实现。本发明的方法的优点对应于本发明的转换器装置的已经描述的优点。从以下参考附图的实施例的描述中，本发明的其他特征、优点和细节将变得明显。图1示出具有转换器和数字控制器的转换器装置的示意图，图2示出高降压模式(highstep-downmode)中的转换器的第一状态，图3示出高降压模式中的转换器的第二状态和第四状态，图4示出高降压模式中的转换器的第三状态，图5示出高降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图6示出3级降压模式(3-levelbuckmode)中的转换器的第一状态，图7示出3级降压模式中的转换器的第二状态和第四状态，图8示出3级降压模式中的转换器的第三状态，图9示出3级降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图10示出第一两相交错降压模式(firsttwo-phaseinterleavedbuckmode)中的转换器的第一状态和第三状态，图11示出第一两相交错降压模式中的转换器的第二状态，图12示出第一两相交错降压模式中的转换器的第四状态，图13示出第一两相交错降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图14示出第二两相交错降压模式中的转换器的第一状态，图15示出第二两相交错降压模式中的转换器的第二状态和第四状态，图16示出第二两相交错降压模式中的转换器的第三状态，图17示出第二两相交错降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图18示出单相3级降压模式(single-phase3-levelbuckmode)中的转换器的第一状态，图19示出单相3级降压模式中的转换器的第二状态和第四状态，图20示出单相3级降压模式中的转换器的第三状态，图21示出单相3级降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图22示出单相交错降压模式(single-phaseinterleavedbuckmode)中的转换器的第一状态，图23示出单相交错降压模式中的转换器的第二状态，图24示出单相交错降压模式中的转换器的电压和电流的时序图，图25示出针对第一操作点的传统两相交错降压转换器和本发明转换器的效率曲线，图26示出针对第二操作点的传统两相交错降压转换器和本发明转换器的效率曲线，以及图27示出针对第三操作点的传统两相交错降压转换器和本发明转换器的效率曲线。图1示出用于将输入电压vin转换为输出电压vout的转换器装置1。转换器装置1包括转换器2和用来操作转换器2的数字控制器3。例如，转换器装置1用于将dc-dc输入电压vin转换为更小的dc-dc输出电压vout。降压比或转换比m被定义如下：m＝vout/vin。转换器2包括第一输入电压端子in1和第二输入电压端子in2以施加输入电压vin。此外，转换器2包括第一输出电压端子out1和第二输出电压端子out2以向负载r提供输出电压vout和输出电流或负载电流iload。转换器2还包括电抗组件，即飞跨电容器cfly、电容器c、第一电感器l1和第二电感器l2。在转换器2作为降压转换器2操作的情况下，第一输入电压端子in1经由第一开关sw1连接至第一节点n1。第一节点n1经由飞跨电容器cfly连接至第二节点n2。第二节点n2经由第二开关sw2连接至参考节点n0。第二节点n2还经由第三开关sw3连接至第三节点n3。第二节点n3还经由电感器l1与第一输出电压端子out1连接。第一节点n1还经由第四开关sw4连接至第四节点n4。此外，第四节点n4经由第五开关sw5连接至第五节点n5。第五节点n5还经由第二电感l2连接至第一输出端子out1。第五节点n5经由第六开关sw6连接至参考节点n0。第三节点n3还经由第七开关sw7连接至第四节点n4。输出电容器c与第一输出电压端子out1和第二输出电压端子out2并联布置。这意味着第一输出电压端子out1经由输出电容器c与第二输出电压端子out2连接。参考节点n0、第二输入电压端子in2和第二输出电压端子out2连接至地。在转换器2作为升压转换器2操作的情况下，将输入电压端子in1、in2与输出电压端子out1、out2交换。在这种情况下，电容器c被称为输入电容器c。输入电压vin由第一电压传感器4来测量并被提供给模数转换器5。模数转换器5将输入电压vin转换成数字域并将数字输入电压信号v'in提供给数字控制器3。相应地，输出电压vout由第二电压传感器6来测量并被提供给另一模数转换器7。模数转换器7将输出电压vout转换成数字域并将数字输出电压信号v'out提供给数字控制器3。数字控制器3包括模式选择逻辑8、开关操作装置9和数字电压控制器10。模式选择逻辑具有三个信号输入端以接收输入电压v'in、所需的输出电压vref和所需的输出电流iref。根据输入电压v'in、所需的输出电压vref和/或所需的输出电流iref，模式选择逻辑8产生模式信号s以从一组不同的操作模式中选择合适的操作模式。例如，模式选择逻辑8包括查找表，所述查找表根据期望的转换比m和以所需的输出电流iref为特征的负载条件来产生模式信号s。开关操作装置9与模式选择逻辑8连接以接收模式信号s，并根据选中的操作模式来操作开关sw1至sw7。数字电压控制器10包括电压补偿器11，其接收输出电压误差信号e＝vref-v'out。电压补偿器11计算占空比d。开关操作装置9连接到数字电压控制器10以接收占空比d，并根据占空比d来操作开关sw1至sw7。占空比d为期望的脉冲持续时间与开关周期ts之间的比率。开关操作装置9连接到开关sw1至sw7，并且为每个开关sw1至sw7产生相应的开关信号g1至g7。开关sw1至sw7根据相应的开关信号g1至g7的信号电平而导通或关断。例如，开关sw1至sw7是mosfet。开关操作装置9包括用于执行第一操作模式的第一开关序列。该操作模式被称为高降压模式或hsd模式。hsd模式的开关序列如下：其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1至st4表示开关循环的四种状态。此外，0表示关断(off)，而1表示导通(on)。图2到图4示出处于开关循环的状态1(st1)至4(st4)的转换器2。此外，图5示出电感器l1和l2两端的电压vl1和vl2以及通过电感器l1和l2的电流il1和il2的时序图。t表示时间，ts表示开关循环的开关周期。状态1至4的持续时间取决于占空比d。在中等负载条件和重负载条件下，hsd模式针对高降压比m具有高的功率处理效率。在稳态下，飞跨电容器cfly两端的电压vcfly等于输入电压vin的一半。开关序列包括四个状态st1至st4，其中在状态1中，飞跨电容器cfly和电感器l1用能量来充电。状态2是同步整流状态。在该状态2中，电感器电流il1和il2被划分。由于这种电流分配，功率损耗降低。在状态3期间，飞跨电容器cfly被放电且电感器l2被充电。状态4是状态2的重复。飞跨电容器电压vcfly通过两个电感器l1和l2而维持在vin/2，且转换比为m(d)＝vout/vin＝d/2。在hsd模式中，与传统两相交错降压转换器相比，开关节点电压vl1和vl2的变化减小一半，从而允许电感器l1和l2的电感值显着降低。由于针对相同量的储存能量，电容器cfly和c具有比电感器l1和l2小多达三个数量级的体积，所以与传统两相交错降压转换器相比，转换器2的电抗组件的总体积减小。在hsd模式下，所有开关sw1至sw7只阻断输入电压vin的一半。这意味着，如果在两个实施方式中使用相同的硅面积，则这种拓扑的半导体组件的开关损耗和传导损耗比传统两相交错降压转换器的开关损耗和传导损耗小。开关操作装置9还包括用于执行第二操作模式的第二开关序列。第二种操作模式被称为3级降压模式或3lb模式。3lb模式的开关序列如下：其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1至st4表示开关循环的四个状态。此外，0表示关断，而1表示导通。图6至图8表示3lb模式中的转换器2的状态1(st1)至4(st4)。此外，图9示出电感器l1和l2两端的电压vl1和vl2以及通过电感器l1和l2的电流il1和il2的时序图。在状态1中，飞跨电容器cfly通过电感器l1和l2充电。状态2是同步整流状态。在状态2中，电感器电流il1和il2被划分。在状态3中，飞跨电容器cfly被放电以大致维持vcfly为恒定的vin/2电压电平。状态4是状态2的重复。对于需要高降压转换比m(例如m<0.5)的情况，可以在轻负载条件下使用3lb模式。在3lb模式中，开关sw5和sw7始终导通，且电感器l1和l2并联。这允许输出电流iload在两个电感器l1和l2之间分流，减小了电感器l1和l2的体积要求和损耗。3lb模式以0<d<0.5范围的占空比d和m(d)＝d的转换比来操作。开关sw1至sw7在输入电压vin的一半处开关，从而降低开关损耗。开关操作装置9还包括用于执行第三操作模式的第三开关序列。该操作模式被称为第一两相交错降压模式或ib1模式。ib1模式的开关序列如下：st1st2st3st4sw11111sw21111sw30001sw41111sw51011sw60100sw71110其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1至st4表示开关循环的四个状态。此外，0表示关断，而1表示导通。ib1模式主要可以用于接近或大于0.5的转换比m。ib1模式的转换比m为m(d)＝d，其中针对占空比d，适用：d>0.5。图10到图12示出ib1模式中的转换器2的状态1(st1)到状态4(st4)。此外，图13示出电感器l1和l2两端的电压vl1和vl2以及通过电感器l1和l2的电流il1和il2的时序图。在状态1中，在节点n3和n5处，两个电感器l1和l2都用输入电压vin来充电。在状态2中，电感器l1持续充电，而电感器l2处于同步整流。状态3是状态1的重复。在状态4中，电感器l2持续充电，而电感器l1处于同步整流。为了使所有的开关额定值保持在vin，max/2，该操作模式用于vin<vin，max/2，其中vin，max是转换器2的最高允许输入电压。由于开关sw1、sw2和sw4在状态1至状态4中保持接通，因此电容器电压vcfly保持在输入电压vin。开关操作装置9还包括用于执行第四操作模式的第四开关序列。此操作模式被称为第二两相交错降压模式或ib2模式。ib2模式的开关序列如下：st1st2st3st4sw11111sw21111sw30111sw41111sw50010sw61101sw71000其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1至st4表示开关循环的四个状态。此外，0表示关断，而1表示导通。通常，ib2模式对应于ib1模式，而对于占空比d，适用：d<0.5。图14到图16示出ib2模式中的转换器2的状态1(st1)到状态4(st4)。此外，图17示出电感器l1和l2两端的电压vl1和vl2以及通过电感器l1和l2的电流il1和il2。在状态2和状态4中，两个电感器l1和l2都被放电。进一步细节，参阅ib1模式的描述。开关操作装置9还包括用于执行第五操作模式的第五开关序列。此操作模式被称为单相3级降压模式或sp3lb模式。sp3lb模式的开关序列如下：st1st2st3st4sw11000sw20111sw31101sw40010sw50000sw60000sw71111其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1至st4表示开关循环的四个状态。此外，0表示关断，而1表示导通。图18到图20示出sp3lb模式中的转换器2的状态1(st1)到状态4(st4)。此外，图21示出电感器l1两端的电压vl1和通过电感器l1的电流il1。通常，sp3lb模式对应于3lb模式，然而，sp3lb模式使用切相来进一步提高低电流下的功率处理效率。进一步细节，参阅3lb模式的描述。开关操作装置9还包括用于执行第六操作模式的第六开关序列。此操作模式被称为单相交错降压模式或spib模式。spib模式的开关序列如下：st1st2sw111sw211sw301sw411sw500sw600sw710其中，sw1至sw7表示所述七个开关，st1和st2表示开关循环的两个状态。此外，0表示关断，而1表示导通。图22和图23示出spib模式中的转换器2的状态1(st1)和状态2(st2)。此外，图24示出电感器l1两端的电压vl1和通过电感器l1的电流il1。通常，spib模式对应于ib1模式的状态1和状态4，然而，spib模式使用切相来进一步提高低电流下的功率处理效率。进一步细节，参阅ib1模式的描述。模式选择逻辑8根据输入电压v'in、所需的输出电压vref和所需的输出电流iref来确定合适的操作模式。从之前提及的操作模式中选择该合适的操作模式。例如，模式选择逻辑8使用具有预定电压阈值和当前阈值的查找表来确定合适的操作模式，使得查找表储存哪些模式对于特定操作条件具有最高效率。模式选择逻辑8将相应的模式信号s发送给开关操作装置9，所述开关操作装置9包含针对每种操作模式的所提及的开关序列。使用来自电压补偿器11的占空比d和来自模式选择逻辑8的模式信号s，开关操作装置9相应地操作开关sw1至sw7。此外，电压补偿器11可以根据操作模式而用不同的参数来设计，以针对每种模式实现优化的动态性能。将转换器装置1与从us2008/0019158a1已知的传统两相交错降压转换器进行比较。用于比较的开关频率为800khz。为了将转换器2的电抗组件的体积与传统两相交错降压转换器进行比较，比较能量储存要求。为了在电感器中实现相同的电流纹波(currentripple)，转换器2的电感可以减小约33％，导致较小的电感器l1和l2。此外，为了实现响应于负载暂态的期望的输出电压偏差，转换器2的所需输出电容器c可以比传统两相交错降压转换器小约33％，以实现相同的暂态性能。为了示出转换器装置1相对于传统两相交错降压转换器的效率改进，在所述两个转换器之间比较以下三个操作点：操作点1：vin＝12v且vout＝1v，操作点2：vin＝12v且vout＝5v，操作点3：vin＝36v且vout＝12v。图25示出针对操作点1的传统两相交错降压转换器(左侧)和以hsd模式操作的转换器2(右侧)的效率曲线。hsd模式的目的是针对高降压比实现最高效率。在操作点1处，针对负载电流iload的整个范围，hsd模式提高了传统两相交错降压转换器的效率。hsd模式使开关损耗的损耗降低，从而提高效率。图26示出针对操作点2的传统两相交错降压转换器(左侧)和转换器2(右侧)的3lb模式和ib1模式的效率曲线。对于操作点2，转换器2的最高效率模式取决于负载电流iload。在负载电流的低端，与传统两相交错降压转换器和ib1模式相比，3lb模式具有明显更高的效率。随着负载电流增大，ib1模式成为最高效率模式。对于这一区段的负载电流，与传统两相交错降压转换器相比，转换器2实现了几乎相等的效率。与传统两相交错降压转换器相比，ib1模式的更高的传导损耗导致效率稍微降低。图27示出针对操作点3的传统两相交错降压转换器和转换器2的3lb模式的效率曲线。转换器2的3lb模式针对高输入电压在轻负载和中等负载处具有提高的效率。这是由开关阻断电压和电压摆幅的减小引起的。通过适当地选择转换器2的操作模式，可以在整个操作范围内实现效率的提高。转换器装置1为宽范围的负载点应用提供了高功率密度、宽输入dc-dc、高度灵活的转换器拓扑。转换器2被称为7-开关飞跨电容器转换器或7sfc转换器。与传统两相交错降压转换器相比，转换器2需要小得多的电感器l1和l2，并且同时，提高了功率处理效率。这些优点通过针对若干操作模式，将电感器l1和l2两端的电压摆幅以及所有开关sw1至sw7的电压应力降低到整个输入电压的一半来实现。总之，转换器装置1具有以下优点：-多模式开关操作，特别是由数字控制器3辅助的多模式开关操作，-基于操作点的效率优化，-通过显著降低开关损耗而导致的相对于传统两相交错降压转换器显著提高的高降压比效率，-降低了电感器体积要求，-降低了输出电容器要求，-与传统两相交错降压转换器相比，开关sw1至sw7的硅面积减小。当前第1页12