降低位于开关电源的一次侧的整流二极管中产生的噪声的方法和装置与流程

本发明涉及一种开关电源装置，尤其涉及一种减少位于开关电源的一次侧的整流二极管中产生的噪声而降低电源装置的电磁干扰(electromagneticinterference，emi)的方法和装置(methodandapparatusforreducingnoisegeneratedfromrectifierlocatedinprimarysideofswitchingpowersupply)。

背景技术

在普通开关电源装置中，在对变压器的输入绕组中所产生的尖峰电压进行钳位时，用于钳位电路的二极管中产生的大的高频噪声通过输入线或经由变压器内部的其它绕组后通过输出线而影响到电源装置的外部。

另外，用作开关电源装置的辅助电源整流二极管的整流用二极管也在对回扫电压进行整流时产生大的高频噪声，该噪声通过输入线或经由变压器内部的其它绕组后通过输出线而影响到电源装置的外部。

简要说明现有技术如下。

图1是根据现有技术的逆向变换器的结构图，图2示出了图1各部分的电压和电流波形。

在图1中，交流输入电压被整流并由电容器11所平滑。随由控制部13所控制的开关元件12的开关动作而从变压器23的输入绕组231传输到输出绕组233的能量由二极管16所整流并由电容器17所平滑后通过输出来供电。在开关元件12进行开关时，蓄积于与变压器23的输出绕组233并不耦合的输入绕组231的漏电感(leakageinductance)的能量并不是传输到输出侧而是对开关元件12的结电容和输入绕组231的分布电容等进行充电并释放而产生大的尖峰电压。为了保护开关元件，利用由二极管18和电容器19和电阻器20等构成的钳位电路来限制在输入绕组231产生的尖峰电压的大小。这里，图1的附图标记14是二极管，15是电容器，21是输入线，22是输出线。

在图1中，在开关元件12处于导通状态时，电流流经输入绕组231而在变压器23蓄积磁能。在刚要开关元件12被断开之前即图2的t1，流经输入绕组231的电流ip成为最大值。若在图2的t1开关元件12被断开，则输入绕组231的电流通过蓄积于变压器23的磁能对开关元件12的结电容或输入绕组231的分布电容进行充电，从而开关元件12的漏极(drain)与源极(source)之间的两端电压vds上升。若输出绕组233的电压高于输出电压，则二极管16被接通使得蓄积于变压器23的磁能供给至输出绕组233。若到了时间t2a而开关元件12的两端电压vds达到一定电压以上，则开始对二极管18施加正向电压，且蓄积于变压器23的磁能中并未通过其它绕组释出而余留的蓄积于漏电感的大的能量就要导通二极管18。此时，在二极管18内部产生大的高频噪声电流。另外，若到了时间t2而开关元件12的两端电压vds升高到导通二极管18的程度，则通过蓄积于漏电感的大的能量而强劲地接通二极管18，因而二极管18的电流产生大的高频噪声电流并上升。由此，从图2的c的二极管电流波形id可知，二极管18在时间t2a至时间t2b的区间产生大的高频噪声电流，该噪声电流产生噪声电压并通过输入线或经由变压器内部的其它绕组后通过输出线影响到电源装置的外部。

图3是用于图1的逆向变换器的变压器23的构造的一个实施例。

图示于图3的附图标记1至7是变压器23的引脚号。

输入绕组231和输出绕组233以提高磁耦合度的构造来卷绕于铁氧体磁芯236。偏置绕组232位于输入绕组231与输出绕组233之间而阻断由开关元件12的开关动作所产生的输入绕组231与输出绕组233之间的电容耦合，从而降低输出线22的开关频率分量的噪声电位。

就这种图1的现有电源装置而言，在对开关元件12的电压进行钳位时，由于产生大的高频噪声电压并通过输入线或输出线而影响到电源装置的外部，因此具有线路滤波器(linefilter)等费用增加的缺点。

图4是将蓄积于变压器23的输入绕组231的漏电感的能量由电容器51和电阻器52所吸收而降低尖峰电压的峰值的现有方式的电源装置。

在图4中，若由电容器51和电阻器52吸收蓄积于漏电感的能量从而降低尖峰电压的峰值，则在二极管18被接通时为了使二极管18接通而施加的能量会减少，从而能够大幅减小在二极管18产生的高频噪声的大小。然而，电容器51由于在两端产生高电压，因此需要有具备耐高压性的昂贵的零部件。另外，在开关元件12被接通时，被充电于电容器51的电压通过开关元件12而放电，因此具有产生大的功率损耗的缺点。

图5是根据现有技术的逆向变换器的其它结构图。

在图5中，在由控制部13所控制的开关元件12被导通时，变压器25的第一输入绕组251和第二输入绕组252蓄积能量。在开关元件12被断开时，输出绕组253提取能量。所提取的能量由二极管16a所整流并由电容器17所平滑后通过输出而供电。在第二输入绕组252产生的回扫电压由二极管14b所整流并由电容器15b所平滑后作为控制部13的电源电压被供给。然而，第二输入绕组252中并不与输出绕组253耦合的漏电感分量中蓄积的能量在开关元件12被断开后产生电位的变化速度快的尖峰电压。二极管14b在对包括电位的变化速度快的尖峰电压在内的回扫电压进行整流时产生大的高频噪声电压。该噪声电压通过输入线或经由变压器内部的其它绕组后通过输出线而影响到电源装置的外部，因此具有为了降低电源装置的emi至规定值以下而增加噪声滤波器的费用的缺点。

在图5中也为了降低在第二输入绕组252产生的噪声电压而尝试在第二输入绕组252的两端连接电阻器和电容器，但将因电容器而导致的功率损耗保持在容许值以内同时大幅降低由二极管14b所产生的高频噪声非常困难。

技术实现要素：

技术问题

现有技术在钳位电路的二极管或辅助电源整流用二极管产生大的高频噪声电压并将其通过线路辐射或传导，因此具有为了降低电源装置的emi至规定值以下而增加噪声滤波器的费用的缺点，或者具有利用rc电路来降低emi则产生功率损耗或由于使用耐高压用零部件而导致成本上升的缺点。本发明就是用来克服这种现有技术的所有这些缺点。

技术方案

本发明适用于开关式电源装置，而就根据实施例的说明而言，举出逆向变换器的例子来进行说明。

旨在达到上述目的的包括输入滤波电容器和开关元件的开关式电源装置的特征在于，包括：

变压器，其包括变压器的铁芯、第一输入绕组、以及被分为串联连接的第二主输入绕组部和第二衰减绕组部而构成的第二输入绕组，其中，上述第一输入绕组卷绕于上述变压器的铁芯且连接于上述输入滤波电容器的一侧端子与上述开关元件的一侧端子之间而电流的流动由上述开关元件的开关动作所控制，上述第二输入绕组卷绕于上述变压器的铁芯且连接于上述输入滤波电容器的另一侧端子与上述开关元件的另一侧端子之间而电流的流动由上述开关元件的开关动作所控制；

电容部，其连接于上述变压器的上述第二衰减绕组部的两个端子之间，且由包括第一电容器的一个以上的元件构成；

控制部，其驱动上述开关元件；以及，

整流部，其对在上述第二输入绕组产生的回扫电压进行整流和平滑后进行供给而作为上述控制部的电源电压源。

另外，旨在达到上述目的的包括输入滤波电容器和开关元件的开关式电源装置的特征在于，包括：

变压器，其包括变压器的铁芯和卷绕于上述变压器的铁芯的第一输入绕组，上述第一输入绕组连接于上述输入滤波电容器的一侧端子与上述开关元件的一侧端子之间而电流的流动由上述开关元件的开关动作所控制，并且被分为串联连接的第一主输入绕组部和第一衰减绕组部而构成；

第一电容部，其连接于上述变压器的上述第一衰减绕组部的两个端子之间，且由包括第一电容器的一个以上的元件构成；以及，

钳位部，其在上述开关元件的开关动作中上述开关元件被断开时限制在上述第一输入绕组产生的峰值电压的大小，且包括整流二极管。

另外，旨在达到上述目的的包括输入滤波电容器和开关元件的开关式电源装置的特征在于，包括：

变压器，其包括变压器的铁芯和卷绕于上述变压器的铁芯的第一输入绕组，上述第一输入绕组连接于上述输入滤波电容器的一侧端子与上述开关元件的一侧端子之间而电流的流动由上述开关元件的开关动作所控制，并且被分为串联连接的第一主输入绕组部和第一衰减绕组部而构成；

第一电容部，其连接于上述变压器的上述第一衰减绕组部的两个端子之间，且由包括第一电容器的一个以上的元件构成；

控制部，其驱动上述开关元件；以及，

整流部，其对在上述第一输入绕组产生的回扫电压进行整流和平滑后进行供给而作为上述控制部的电源电压源。

另外，提供一种包括根据本发明的上述电源装置的制品。

有益效果

本发明大幅降低用于限制在开关电源装置的输入绕组产生的电压的大小的钳位二极管或用于向控制开关元件的控制部供给电源的辅助电源供给用二极管所产生的高频噪声，从而具有降低电源装置的emi滤波器费用的优点。

附图说明

图1是根据现有技术的逆向变换器的结构图；

图2是图1的各个部分的电压和电流波形；

图3是使用于图1的逆向变换器的变压器构造的一个实施例；

图4是根据现有技术的逆向变换器的另一结构图；

图5是根据现有技术的逆向变换器的其它结构图；

图6是根据本发明的逆向变换器的一个实施例；

图7是使用于图6的逆向变换器的变压器构造的一个实施例；

图8是图6的电压和电流波形图；

图9是根据本发明的逆向变换器的另一实施例；

图10是根据本发明的逆向变换器的其它实施例；

图11是使用于图10的逆向变换器的变压器构造的一个实施例；

图12是根据本发明的逆向变换器的其它实施例。

具体实施方式

以下，参照附图更详细地说明根据本发明的实施例的降低位于开关电源的一次侧的二极管中产生的噪声的方法和装置。

图6是根据本发明的逆向变换器的一个实施例。

图6是利用二极管18和电容器19和电阻器20来限制由蓄积于变压器26的第一输入绕组261的漏电感的能量所产生的尖峰电压的大小并降低了在二极管18产生的高频噪声的实施例。

在图6中，变压器26的输入绕组261被分为主输入绕组部261a和衰减绕组部261b而构成。在衰减绕组部261b的两个端子之间连接由包括第一电容器27的一个以上的元件构成的电容部29。在开关元件12被断开时，由输入绕组261中并不与输出绕组263耦合的漏电感蓄积的能量产生的尖峰电压其大小由二极管18和电容器19和电阻器20所限制。

在图6中，衰减绕组部261b感应蓄积于主输入绕组部261a的能量。衰减绕组部261b中并不与主输入绕组部261a耦合的漏电感在开关元件12被断开之后即刻与电容器27产生谐振而使从0开始随时间的经过逐渐增大之后减小的电流流经电容器27。若电容器27的充电电压上升到由衰减绕组部261b所感应的电压程度则电容器27停止充电。

在开关元件12被断开之后，在开关元件12的结电容和变压器26的输入绕组261的分布电容被充电而上升到使二极管18导通的程度时二极管18被接通。然而在二极管18被接通时，就输入绕组261的漏电感的能量而言，其在二极管18被接通时所要使二极管18接通的能量相应于通过衰减绕组部261b而使电流流经电容器27的量而减少。由此，在二极管18产生的高频噪声的大小远比图1的现有技术减小。

这里，图6所示的附图标记14是指二极管，15是指电容器，21是指输入线，22是指输出线，28是指电阻器，262是指第二输入绕组，263是指输出绕组，266是指铁芯。

图7是使用于图6的逆向变换器的变压器构造的一个实施例。

图示于图7的附图标记1至7是变压器26的引脚号。

在图7中，主输入绕组部261a以与输出绕组263良好地磁耦合的方式卷绕于变压器26的整个主绕组层。衰减绕组部261b以与主输入绕组部261a的一部分耦合的方式卷绕。衰减绕组部261b中并不与主输入绕组部261a耦合的漏电感大。

衰减绕组部261b中并不与主输入绕组部261a耦合的大的漏电感与图6的电容器27产生谐振而限制电容器27的充电及放电电流。另外，就衰减绕组部261b中并不与主输入绕组部261a耦合的大的漏电感而言，在图6的电容器27放电时将电容器27所具有的静电能接受为磁能，因此不会产生因电容器27的放电而导致的功率损耗。

图8示出了图7中在开关元件12被断开时开关元件12的电压和流经二极管18的电流的波形。

在二极管18刚要被接通之前和刚刚被接通之后即在时间t2a'至t2b'期间，图8的流经二极管18的电流的波形id中所包含的高频噪声电流的大小远比图2的流经现有方式的二极管18的电流的波形id中所包含的高频噪声电流的大小要减小。

然而，在现有技术即图4中，充电于电容器51的电压在开关元件12被接通时进行放电而在电阻器52或开关元件12产生大的功率损耗。与此相反，在图6中，充电于电容器27的电压在开关元件12被接通时，放电电流的大小由衰减绕组部261b中与主输入绕组部261a并不耦合的大的漏电感与电容器27的谐振所限制，并转换成磁能而传输至变压器26，因此具有不会产生如在图4的功率损耗之类的优点。

图9是根据本发明的逆向变换器的另一实施例。

图9示出了开关元件12连接于输入电压的正(+)侧的高侧开关(highsideswitching)的构成。变压器30的输入绕组301的回扫电压由二极管18和电容器19所整流并平滑而限制在输入绕组301产生的峰值电压。经整流的电压通过电阻器20和电容器53向控制部13供给电源电压。在图9的主输入绕组部301a和衰减绕组部301b和包括电容器27的电容部29的各种作用与在图6的包括主输入绕组部261a和衰减绕组部261b和电容器27的电容部29的各种作用相对应。

这里，图9所示的附图标记21是指输入线，22是指输出线，28是指电阻器，262是指第二输入绕组，303是指输出绕组，306是指铁芯，53是指电容器。

虽然未图示，但在图6和图9中，还可在二极管18以串联方式追加电阻器或在二极管18的两个端子之间追加电容器或追加电容器和电阻器。

图10是用于减小高频噪声的大小的电源装置的结构图的一个实施例，其中，所述高频噪声是指在用于向控制开关元件12的控制部13供给电源的整流二极管14b产生的高频噪声。

在图10中，变压器31的输入绕组被分为连接于输入滤波电容器11的一侧端子与开关元件12的一侧端子之间的第一输入绕组311和连接于输入滤波电容器11的另一侧端子与开关元件12的另一侧端子之间的第二输入绕组312。另外，第二输入绕组312被分为串联连接的第二主输入绕组部312a和第二衰减绕组部312b。在第二衰减绕组部312b的两个端子之间连接包括电容器33的电容部34。

在图10中，在开关元件12被断开时，包括由蓄积于第二输入绕组312的漏电感的能量所产生的尖峰电压的第二输入绕组312的回扫电压由二极管14b和电容器15b所整流并平滑而向控制部13供给电源电压。虽然未图示，但还可在二极管14b以串联方式追加电阻器或在二极管14b的两个端子之间追加电容器或追加电容器和电阻器。

在图10中，在开关元件12被断开之后，第二衰减绕组部312b即刻感应蓄积于第二主输入绕组部312a的能量，通过第二衰减绕组部312b中并不与第二主输入绕组部312a耦合的漏电感和电容器33的谐振使得从0开始随时间的经过而增大之后减小的电流流经电容器33。若电容器33的充电电压上升到第二衰减绕组部312b的回扫电压程度则电容器33停止充电。

在变压器31的第二输入绕组312的电压达到使整流二极管14b导通的程度时整流二极管14b被接通。然而在整流二极管14b被接通时，就第二输入绕组312的漏电感的能量而言，其所要使整流二极管14b接通的能量相应于通过第二衰减绕组部312b而使电流流经电容器33的量而减少。由此，与在第二衰减绕组部312b的两个端子之间并未连接包括电容器33的电容部34时相比，在整流二极管14b产生的高频噪声的大小显著减小，且远比图5的现有技术减少。

这里，图10所示的附图标记16a是指整流器，21是指输入线，22是指输出线，32是指电阻器，303是指输出绕组，306是指铁芯。

图11是使用于图10的逆向变换器的变压器构造的一个实施例。

图示于图11的附图标记1至7是变压器31的引脚号。

在图11中，第一输入绕组311以与输出绕组313良好地磁耦合的方式卷绕于变压器31的整个主绕组层。第二衰减绕组部312b以仅与第一输入绕组311和第二主输入绕组部312a的一部分耦合的方式卷绕。第二衰减绕组部312b中并不与第一输入绕组311和第二主输入绕组部312a耦合的漏电感大。第二衰减绕组部312b中并不与第一输入绕组311和第二主输入绕组部312a耦合的大的漏电感通过与图10的电容器33的谐振而限制电容器33的充电及放电电流，并在电容器33放电时将电容器33所具有的静电能接受为磁能，因此不会产生因电容器33的放电而导致的功率损耗。

图12是用于减少高频噪声的电源装置的一个实施例的结构图，其中，所述高频噪声是指在限制由蓄积于第一输入绕组351的漏电感的能量所产生的尖峰电压的大小的二极管18产生的高频噪声以及在向控制开关元件12的控制部13供给电源的整流二极管14b产生的高频噪声。

在图12中，变压器35的输入绕组被分为连接于输入滤波电容器11的一侧端子与开关元件12的一侧端子之间的第一输入绕组351和连接于输入滤波电容器11的另一侧端子与开关元件12的另一侧端子之间的第二输入绕组352。第一输入绕组351被分为串联连接的第一主输入绕组部351a和第一衰减绕组部351b。在第一衰减绕组部351b的两个端子之间连接包括电容器27的电容部29。另外，第二输入绕组352也被分为串联连接的第二主输入绕组部352a和第二衰减绕组部352b。在第二衰减绕组部352b的两个端子之间连接包括电容器33的电容部34。

在图12中，如已在图6所说明，在开关元件12被断开时，在二极管18产生的高频噪声由连接于第一衰减绕组部351b的两个端子之间的包括电容器27的电容部29所大幅降低。另外，如已在图10所说明，在二极管14b产生的高频噪声由连接于第二衰减绕组部352b的两个端子之间的包括电容器33的电容部34所大幅降低。

这里，在图12中，附图标记15是指电容器，16是指整流器，17是指电容器，21是指输入线，22是指输出线，28是指电阻器，353是指输出绕组，356是指铁芯。

这样，根据本发明的各实施例，在开关元件12被断开时，使电流从衰减绕组部261b或衰减绕组部301b或第一衰减绕组部351b流向包括电容器27的电容部29，从而大幅减小在限制输入绕组261或输入绕组301或第一输入绕组351的两端电压的峰值的大小的二极管18产生的噪声的大小。

另外，根据本发明的各实施例，在开关元件12被断开时，使电流从第二衰减绕组部312b或第二衰减绕组部352b流向包括电容器33的电容部34，从而大幅降低对于第二主输入绕组部312a或第二主输入绕组部352a和第二衰减绕组部312b或第二衰减绕组部352b的电压进行整流的辅助电源整流用二极管14b所产生的噪声的量。由此，大幅降低噪声从电源装置对外部的影响。

这些根据本发明的各实施例具有减少电源装置的电磁波干扰并降低滤波器的费用的优点。另外，用于电容部29的电容器27使用耐低压用电容器即可，因而低廉且具有不会产生功率损耗的优点。

以上结合附图描述了对于本发明的技术思想，但这只是例示性地说明了本发明的最佳一个实施例而已，并不限定本发明。本领域技术人员清楚，在不脱离本发明的技术思想范畴的范围内能够进行各种组合、变形以及模仿。