直流电源装置和空调机的制作方法

本发明涉及将交流电压变换为直流电压的直流电源装置、以及使用该直流电源装置的空调机。

背景技术：

在电车、汽车、空调机等中，安装有将交流电压变换为直流电压的直流电源装置。另外，通过逆变器将从直流电源装置输出的直流电压变换为预定频率的交流电压，向电动机等负载施加该交流电压。要求这样的直流电源装置提高电力变换效率而谋求节能。

存在对从电源供给的交流电压进行整流或升压的直流电源装置。在直流电源装置中具有变换器，设置有开关元件。开关元件决定了电压耐量，如果超过耐量则产生耐压破坏。另外，开关元件如果被连续或间断地施加高电压、高电流，则会产生热，如果热变得过高，则引起破坏。因此，要求直流电源装置进行避免高电压、高热的控制。

在专利文献1中记载了一种直流电源装置，其具备：整流电路，其将第一二极管和第二二极管、以及第一开关元件和第二开关元件进行桥连接；电抗器，其设置在交流电源与上述整流电路之间；平滑电容器，其连接到上述整流电路的输出侧，对从上述整流电路施加的电压进行平滑化；控制部，其执行与上述交流电源的电压的极性同步地对上述第一开关元件和上述第二开关元件双向地进行开关而使电流流过负载的同步整流控制，并且重复多次地执行在上述交流电源的半周期内对上述交流电源将上述电抗器短路的电路短路控制。专利文献1记载的技术记载了高效的电源整流和电压升压方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-214015号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

在专利文献1记载的技术中，没有记载针对雷击电涌等电源电压紊乱的保护等。在具有雷击电涌等电源电压的紊乱的情况下，设置在整流侧的开关元件即变换元件等有可能损坏。

本发明是鉴于这样的情况而提出的，其课题在于，提供一种直流电源装置和空调机，其在有雷击电涌等电源电压的紊乱时也能够保护元件。

解决问题的手段

为了解决上述问题，在第一发明中，是一种直流电源装置，其具备：整流电路，其将在整流侧设置的开关元件即第一变换元件和第二变换元件、以及第一开关元件和第二开关元件进行桥连接；电抗器，其设置在交流电源和上述整流电路之间；平滑电容器，其连接在上述整流电路的输出侧，对从上述整流电路施加的电压进行平滑化；零交叉判定部，其判定交流电源的正负切换的零交叉；控制部，其在上述零交叉判定部的判定后，在检测出与判定的电压相反的电压时，执行将整流侧的上述第一变换元件和上述第二变换元件关断的变换元件保护动作。

在第二发明中，是一种空调机，其特征在于，具备权利要求1所述的直流电源装置。

在用于实施发明的实施方式中说明其他的手段。

发明效果

根据本发明，能够提供一种直流电源装置和空调机，其在有雷击电涌等电源电压的紊乱时也能够保护元件。

附图说明

图1是本发明的实施方式的直流电源装置的结构图。

图2表示本发明的实施方式的直流电源装置的在交流电源电压是正的极性的情况下，在进行全波整流时电路中流过的电流路径。

图3表示本发明的实施方式的直流电源装置的在交流电源电压是负的极性的情况下，在进行全波整流时电路中流过的电流路径。

图4表示本发明的实施方式的直流电源装置的在交流电源电压为正的周期将MOSFET(Q2)接通时流过的短路电流的路径。

图5表示本发明的实施方式的直流电源装置的在交流电源电压为负的周期将MOSFET(Q1)接通从而流过短路电流时的路径。

图6表示本发明的实施方式的直流电源装置的在交流电源电压紊乱的情况下向整流侧的变换元件发送的信号，从上开始按顺序分别表示发生紊乱的电源电压信号、零交叉信号、MOSFET(Q3)信号、MOSFET(Q4)信号、MOSFET(Q1)信号、MOSFET(Q2)信号。

图7表示本发明的实施方式的直流电源装置的在将变换元件判定为电源为负，发出了整流信号的情况下在交流电源电压由于雷击电涌等而成为正的极性时在电路中流过的电流路径。

图8表示本发明的实施方式的直流电源装置的在将变换元件判定为电源为负，发出了短路信号的情况下在交流电源电压由于雷击电涌等而成为正的极性时在电路中流过的电流路径。

图9表示本发明的实施方式的直流电源装置的电源电压波形，从上开始按顺序分别表示不检测区间、零交叉附近的放大波形、叠加了噪声的放大波形。

图10是本实施方式的空调机的室内机、室外机、以及遥控器的正面图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。此外，在各图中，对共通的部分附加相同的附图标记，并省略重复的说明。

图1是本发明的实施方式的直流电源装置1的结构图。

如图1所示，直流电源装置1是变换器，其将从交流电源VS供给的交流电源电压Vs变换为直流电压Vd，并将该直流电压Vd输出到负载H(逆变器、电动机等)。直流电源装置1的输入侧与交流电源VS连接，输出侧与负载H连接。

直流电源装置1具备电抗器L1、平滑电容器C1、包含MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)和分流电阻R1的桥接整流电路10。直流电源装置1还具备增益控制部12、交流电压检测部13、零交叉判定部14、负载检测部15、升压比控制部16、直流电压检测部17、变换器控制部18(控制部)。

设置在整流侧的开关元件即MOSFET(Q3、Q4)(第一变换元件和第二变换元件)、以及MOSFET(Q1、Q2)(第一开关元件和第二开关元件)构成了桥接整流电路10。

将MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)桥连接。MOSFET(Q1)的源极与MOSFET(Q2)的漏极连接，其连接点P1经由配线ha与交流电源VS的一端连接。

MOSFET(Q3)的源极与MOSFET(Q4)的漏极连接。MOSFET(Q3)的源极与MOSFET(Q4)的漏极的连接点P2经由配线hb与交流电源VS的一端连接。

此外，MOSFET(Q3、Q4)是整流侧的变换元件，为了提高效率，代替现有的二极管而被使用。

MOSFET(Q3、Q4)例如是SJ-MOSFET(Super-Junction MOS-FET：超结MOS-FET)。另外，MOSFET(Q1、Q2)例如是SJ-MOSFET、或SiC(碳化硅)MOSFET。

作为整流侧的变换元件的MOSFET(Q3、Q4)的栅极电阻常数被设定为比整流侧的MOSFET(Q1、Q2)的栅极电阻常数大。

MOSFET(Q2)的源极与MOSFET(Q4)的源极连接。MOSFET(Q1)的漏极与MOSFET(Q3)的漏极连接。另外，MOSFET(Q1)的漏极与MOSFET(Q3)的漏极经由配线hc与平滑电容器C1的正极和负载H的一端连接。并且，MOSFET(Q2)的源极经由配线hd和分流电阻R1与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接，MOSFET(Q4)的源极经由配线hd与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接。

电抗器L1设置在配线ha上，即设置在交流电源VS与桥接整流电路10之间。电抗器L1将从交流电源VS供给的电力积蓄为能量，并且通过释放该能量来进行升压。

平滑电容器C1使通过MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)整流后的电压平滑化而成为直流电压Vd。平滑电容器C1与桥接整流电路10的输出侧连接，正极侧与配线hc连接，负极侧与配线hd连接。

根据来自后述的变换器控制部18的指令对作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)进行开/关控制。通过使用MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)来作为开关元件，能够高速地进行开关，并且通过使电流流过压降小的MOSFET，能够进行所谓的同步整流控制，能够降低电路损耗。

在此，MOSFET(Q1)在其内部具备寄生二极管D11。同样，MOSFET(Q2)、MOSFET(Q3)、MOSFET(Q4)在其内部具备寄生二极管D21、D31、D41。

通过使用导通电阻小的超结MOSFET作为MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)，能够进一步降低导通损耗。在此，在有源动作时，在MOSFET的寄生二极管中产生反向恢复电流。特别存在以下的问题：超结MOSFET的寄生二极管相对于普通的MOSFET的寄生二极管，反向恢复电流大，开关损耗大。因此，通过使用反向恢复时间(trr)小的MOSFET来作为MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)，能够降低开关损耗。

分流电阻R1(电流检测部)检测经由配线hd流过的电流(负载)。但是，作为电流检测部，既可以使用变压器，或者也可以使用霍尔元件等。

增益控制部12具有对根据电路电流有效值Is和直流电压压缩比a决定的电流控制增益Kp进行控制的功能。这时，通过将Kp×Is控制为预定值，能够将直流电压Vd从交流电源电压Vs升压为a倍。

交流电压检测部13检测从交流电源VS施加的交流电源电压Vs，且与配线ha、hb连接。交流电压检测部13向零交叉判定部14输出其检测值。

零交叉判定部14判定交流电源的正负切换的零交叉。具体地说，零交叉判定部14针对通过交流电压检测部13检测出的交流电源电压Vs的值，判定其正负是否切换，即是否达到了零交叉点。零交叉判定部14是检测交流电源电压Vs的极性的极性检测部。例如，零交叉判定部14在交流电源电压Vs为正的期间向变换器控制部18输出“1”的信号，在交流电源电压Vs为负的期间向变换器控制部18输出“0”的信号。

负载检测部15例如由分流电阻构成，具有以下功能：检测从交流电源VS流过的电流，由此来检测向负载H供给的电流值(负载)。此外，在负载H是电动机的情况下，也可以通过负载检测部15检测电动机的转速，根据该转速推定电流值(负载)。负载检测部15将其检测值输出到升压比控制部16。

升压比控制部16从负载检测部15的检测值中选定直流电压Vd的升压比1/a，将其选定结果输出到变换器控制部18。然后，为了将直流电压Vd升压到目标电压，变换器控制部18向MOSFET(Q1、Q2)输出驱动脉冲，由此进行开关控制。

直流电压检测部17检测施加给平滑电容器C1的直流电压Vd，其正侧与配线hc连接，负侧与配线hd连接。直流电压检测部17将其检测值输出到变换器控制部18。此外，直流电压检测部17的检测值用于判定施加给负载H的电压值是否达到了预定的目标值。

变换器控制部18例如是微计算机(Microcomputer，未图示)，读出在ROM(只读存储器)中存储的程序，使用RAM(随机存取存储器)作为工作存储器，由CPU(中央处理单元)执行各种处理。变换器控制部18根据从分流电阻R1(电流检测部)、增益控制部12、零交叉判定部14、升压比控制部16以及直流电压检测部17输入的信息，控制MOSFET(Q1、Q2)的接通/关断。

变换器控制部18在零交叉判定部14的零交叉判定后，在检测出与所判定的电压相反的电压的情况下，执行将整流侧的变换元件关断的变换元件保护动作。

变换器控制部18设置在零交叉判定后判定与检测出的电源电压的极性相反的电压(反向电压)的反向逻辑判定区间(后述)，当在反向逻辑判定区间中X(X为任意的自然数)次检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压的情况下，将整流侧的变换元件关断。

变换器控制部18在反向逻辑判定区间中，在与检测出的电源电压的极性相反的电压为预定值以上时，与检出次数无关将整流侧的变换元件关断。

变换器控制部18将紧接着零交叉判定后的短期间设为忽略电源电压的紊乱的判定禁止区间(后述)，在经过判定禁止区间后的反向逻辑判定区间中，在X次检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压的情况下，将整流侧的变换元件关断。

变换器控制部18在执行变换元件保护动作，从而整流侧的变换元件成为关断时，当在下一次的零交叉判定时检测出正常的电源的正负动作时，将整流侧的变换元件的动作恢复为接通控制。即，在整流侧的变换元件成为关断的情况下，导通损耗增加，因此当在下一次的零交叉判定时检测出正常的电源的正负动作的情况(下一个边沿正常的情况)下，变换器控制部18将整流侧的变换元件动作恢复为通常的控制。整流侧的变换元件关断的区间为半周期。

变换器控制部18在执行变换元件保护动作，整流侧的变换元件成为关断的情况下，在以预定次数检测出正常的电源的正负判定时，将整流侧的变换元件的动作恢复为接通控制(将整流侧的变换元件动作恢复为通常的控制)。

<不检测区间(不检测期间)>

图9表示电源电压的波形，从上开始按顺序分别表示不检测区间、零交叉附近的放大波形、叠加了噪声的放大波形。

如图9的不检测区间的图所示那样，在零交叉判定后设置了不检测区间。不检测区间是在零交叉判定后直至下一个零交叉就要到来的数秒前(10msec左右)为止的期间，即使有跨过零交叉那样的电压，也判断为噪声而不进行零交叉判定的期间(以前就有的规则)。

<反向逻辑判定区间>

如图9的零交叉附近的放大波形图所示，在零交叉判定后设置用于判定与检测出的电源电压的极性相反的电压(反向电压)(即与检测出的电源电压的极性相反的逻辑)的反向逻辑判定区间。反向逻辑判定区间是在不检测区间内设置的期间，在本实施方式中，是零交叉判定后的不检测区间的1/3左右的期间。但是，也能够使反向逻辑判定区间与不检测区间一致。通过设置反向逻辑判定区间，能够判定并排除因雷击电涌等电源电压的变动造成的不正常的零交叉。

变换器控制部18(参照图1)在反向逻辑判定区间内，在零交叉判定后，X次检测与检测出的电源电压的极性相反的电压。变换器控制部18如果在反向逻辑判定区间内X次检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压，则关断整流侧的变换元件。X次检测反向的电压，在X次检测出的情况下才判定为不正常的零交叉，由此能够防止将噪声等造成的零交叉错误地判定为反向电压。如果减小上述X(例如1)，则能够迅速判定不正常的零交叉，能够迅速地防止整流侧的变换元件的元件损坏。但是，如果减小上述X，则在将噪声等造成的零交叉错误判定为反向电压的情况下，会将不需要关断的整流侧的变换元件关断，无法谋求提高效率。另外，如果增大X，则能够保持整流侧的变换元件的接通，因此通过这一点能够谋求提高效率，但不正常的零交叉的判定会变慢。如果不正常的零交叉的判定变慢，则无法谋求元件保护的实效。

<判定禁止区间>

如图9的零交叉附近的放大波形图所示，在反向逻辑判定区间内，将紧接着零交叉判定后的短期间设定为判定禁止区间。反向逻辑判定区间内的初始的期间容易叠加噪声。例如，如图9的叠加了噪声的放大波形图所示，在零交叉附近的反向逻辑判定区间，电源电压波形中附带噪声。特别在紧接着零交叉判定后，在电源电压波形的上升沿(下降沿)电源电压的值小，因此在叠加了噪声的情况下，该噪声成为零交叉。如此，在零交叉附近，即使不是雷击电涌，也会进行反向逻辑判定，因此检测出反向电压的次数多，容易错误地关断整流侧的变换元件，在该情况下，会阻碍高效的运转。

因此，在本实施方式中，在反向逻辑判定区间内，将紧接着零交叉判定后的短期间设定为禁止反向逻辑电压判定的判定禁止区间。例如，如图9的叠加了噪声的放大波形图所示，通过在反向逻辑判定区间内将紧接着零交叉判定后的短期间设定为判定禁止区间，能够将该判定禁止区间的零交叉作为噪声而忽略(参照图9的附图标记a)。另外，在经过判定禁止区间后的反向逻辑判定区间内，判定与检测出的电源电压的极性相反的电压(参照图9的附图标记b)。

以下，说明如上述那样构成的直流电源装置1的动作。

直流电源装置1有进行全波整流的情况和通过开关动作进行升压的情况。例如，在逆变器、电动机等负载大的情况下，需要对直流电压Vd进行升压。

基于开关动作的升压是变换器进行有源动作的模式，是通过使桥接整流电路10流过短路电流而进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的模式。

首先，说明直流电源装置1的全波整流动作。

<全波整流动作>

通过根据交流电源电压Vs的极性，对MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)进行开关控制，来进行同步整流控制。

图2表示在交流电源电压Vs为正的极性的情况下在进行全波整流时流过电路的电流路径。

如图2所示，在交流电源电压Vs为正的半周期的期间，电流向虚线箭头所示的方向流动。即，电流按照交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q1)→平滑电容器C1→分流电阻R1→MOSFET(Q4)→交流电源VS的顺序流动。这时，MOSFET(Q1)始终为接通状态，MOSFET(Q2)始终为关断状态。

通过使MOSFET(Q2)始终为关断状态，形成图2的虚线所示的电流路径。另外，使MOSFET(Q1)始终为接通状态的理由如下。假设在MOSFET(Q1)不是接通状态的情况下，图2的虚线所示的电流路径没有变化，但电流流过MOSFET(Q1)的寄生二极管D11。但是，通常MOSFET的寄生二极管的特性差，因此会产生大的导通损耗。因此，将MOSFET(Q1)接通，在MOSFET(Q1)的漏极-源极之间流过电流，由此能够谋求降低导通损耗。这是所谓的同步整流控制的原理。

作为MOSFET(Q1)的接通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从负切换到正的零交叉的定时开始进行。作为关断MOSFET(Q1)的定时，为交流电源电压Vs的极性从正切换到负的定时(参照后述的图6的MOSFET(Q1)信号)。

根据直流电压Vd与交流电源电压Vs之间的关系性，为了降低导通损耗，作为整流侧的变换元件的MOSFET(Q4)有接通的时候和关断的时候，但电流路径不变。电流路径虽然不变，但如果接通MOSFET(Q4)，则与流过MOSFET(Q4)的寄生二极管D41的情况相比，能够降低导通损耗。

图3表示在交流电源电压Vs为负的极性的情况下在进行全波整流时流过电路的电流路径。

如图3所示，在交流电源电压Vs为负的半周期的期间，电流向虚线箭头所示的方向流动。即，电流按照交流电源VS→MOSFET(Q3)→平滑电容器C1→分流电阻R1→MOSFET(Q2)→电抗器L1→交流电源VS的顺序流动。此时，MOSFET(Q2)始终为接通状态，MOSFET(Q1)始终为关断状态。

通过使MOSFET(Q1)始终为关断状态，形成图3的虚线所示的电流路径。另外，通过使MOSFET(Q2)接通，在MOSFET(Q2)的漏极-源极之间流过电流，防止向寄生二极管D21流动，谋求降低导通损耗。

作为MOSFET(Q2)的接通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从正切换到负的零交叉的定时开始进行。作为使MOSFET(Q2)关断的定时，为交流电源电压Vs的极性从负切换到正的定时(参照后述的图6的MOSFET(Q2)信号)。

根据直流电压Vd与交流电源电压Vs的关系性，为了降低导通损耗，作为整流侧的变换元件的MOSFET(Q3)有接通的时候和关断的时候，但电流路径不变。电流路径虽然不变，但如果接通MOSFET(Q3)，则与流过MOSFET(Q3)的寄生二极管D31的情况相比，能够降低导通损耗。

以上，说明了根据电源电压的极性进行全波整流时的电流的流动以及MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的开关动作。

<高速开关动作>

接着，说明高速开关动作。

在高速开关动作模式中，以某个开关频率对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，使电路流过短路电流，由此进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善。

<使电路短路时的动作>

说明使电路短路时的动作。

在交流电源电压Vs为正的周期中进行全波整流时的电流的流动如图2那样，MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。

图4表示在交流电源电压Vs为正的极性的情况下，已使电路短路时电路中流过的电流路径。图4表示在交流电源电压Vs为正的周期使MOSFET(Q2)接通时流过的短路电流isp的路径。

如图4所示，作为短路电流isp的路径，为交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)→交流电源VS的顺序。此时，电抗器L1中积蓄能量，然后，该能量被释放到平滑电容器C1，由此对直流电压Vd升压。

在交流电源电压Vs为负的周期进行全波整流时的电流的流动如图3那样，MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。

图5表示在交流电源电压Vs为负的极性的情况下，已使电路短路时电路中流过的电流路径。图5表示在交流电源电压Vs为负的周期使MOSFET(Q1)接通从而流过短路电流isp时的路径。

如图5所示，作为电流的路径，为交流电源VS→MOSFET(Q3)→MOSFET(Q1)→电抗器L1的顺序。此时，也如上述那样，在电抗器L1中积蓄能量，然后，通过该能量对直流电压Vd进行升压。以下，在动作的说明中，将MOSFET(Q1、Q2)称为升压侧变换元件，将MOSFET(Q3、Q4)称为整流侧变换元件。

直流电源装置1重复进行全波整流动作(整流模式)和电路短路动作(短路模式)来进行升压。接通的MOSFET根据交流电源电压Vs的正负而不同。零交叉判定部14(参照图1)判定电源的零交叉，变换器控制部18根据零交叉判定部14的判定，决定要接通的MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)。

但是，例如在产生了雷击电涌那样的电源电压的大紊乱时，如果零交叉判定部14进行零交叉检测，则有时电源正负的零交叉判定结果与实际施加到MOSFET的电压的正负相反。在零交叉判定结果与实际施加到MOSFET的电压相反的情况下，MOSFET的应该接通的元件不匹配。具体地说，具有在整流模式→短路模式(升压模式)的切换定时施加高电压的元件(例如MOSFET(Q3)、MOSFET(Q4))，该元件有可能因超过元件耐压而造成损坏。

以下，参照图6～图8说明由于雷击电涌等电源正负的零交叉判定结果与实际施加到MOSFET的电压的正负相反的情况。

<零交叉判定和不检测区间>

图6表示在交流电源电压紊乱时向整流侧的变换元件发送的信号，从上开始按顺序分别表示发生了紊乱的电源电压信号、零交叉信号、MOSFET(Q3)信号、MOSFET(Q4)信号、MOSFET(Q1)信号、MOSFET(Q2)信号。(Q3)信号和(Q4)信号分别表示整流侧的变换元件的接通信号的波形。另外，MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)没有动作停止。

此外，图6的电源电压信号的图中的虚线实线是电源电压没有紊乱时的电源电压的波形。

如图6的零交叉信号的图所示那样，直流电源装置1的零交叉判定部14(参照图1)判定交流电源的正负切换的零交叉。在此，在紧接着零交叉判定后的预定期间，设置不检测区间(参照图6的零交叉信号的箭头)。不检测区间是在零交叉信号判定后不判定不需要的零交叉信号的区间，以前就设置了。通过设置不检测区间，防止进行不希望的不需要的零交叉判定。

将不检测区间设定为与交流电源的正负切换定时对应的期间。因此，在零交叉判定后，下一个零交叉判定通常成为下一个交流电源的正负切换时间点。直流电源装置1的变换器控制部18(微计算机)基于该零交叉判定，进行MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的开关控制。因此，变换器控制部18直至得到下一个零交叉判定结果为止，基于当前的零交叉判定进行开关控制。因此，变换器控制部18在零交叉判定后，即使交流电源有任何异常，在进行不检测区间后的下一个零交叉判定之前，无法掌握交流电源的异常，按照所决定的顺序(例如整流模式→短路模式)对MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)进行通常的开关控制。

上述交流电源的异常由雷击电涌等引起，产生电源电压的紊乱(电源电压的正负反转等)。雷击电涌等造成的电源电压的紊乱是突发的，有时也在零交叉判定时发生或者紧随其后发生。

<反向逻辑判定区间>

如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后，设置用于判定与检测出的电源电压的极性相反的电压(反向电压)的反向逻辑判定区间。变换器控制部18(参照图1)在反向逻辑判定区间内X次检测与检测出的电源电压的极性相反的电压。

图6的附图标记○×表示零交叉判定部14(参照图1)在每个预定定时(μs级)进行的零交叉判定。图6的附图标记○是在零交叉判定后在反向逻辑判定区间内与检测出的电源电压的极性相反的电压的判定结果(正常)，图6的附图标记×是在反向逻辑判定区间内与检测出的电源电压的极性相反的电压的判定结果(异常)。但是，此时的零交叉有可能是电源电压中叠加的噪声导致的不正常的零交叉。

变换器控制部18如果在反向逻辑判定区间内，X次检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压，则关断整流侧的变换元件。例如，在设定为X次＝3次的情况下，如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后3次检测出与检测出的电源电压的极性相同的逻辑的判定结果(图6的附图标记×)时，关断整流侧的变换元件(在此为Q3)。

<判定禁止区间>

如图6的零交叉信号的图所示那样，在反向逻辑判定区间内，将紧接着零交叉判定后的短期间设定为判定禁止区间。零交叉判定部14在判定禁止区间不进行零交叉判定。或者，变换器控制部18忽略(不使用)零交叉判定部14在判定禁止区间进行的零交叉判定的结果。

<通常时(未产生电源电压的大紊乱时)>

变换器控制部18在通常(未产生电源电压的大紊乱时)，在交流电源电压Vs为负的周期，进行上述图3所示的全波整流。然后，在交流电源电压Vs为正的周期，流过上述图4所示的短路电流。

<异常时(产生电源电压的大紊乱时)>

如图6的电源电压信号的图所示那样，由于雷击电涌等，电源电压产生了大的紊乱。在图6的例子中，在电源电压从正切换到负时，受到雷击电涌的影响，在电源电压的负侧，产生了电源电压的极性正负地振荡的紊乱(参照t1～t5区间)。即，在图6的t1区间中，电源电压急剧向负侧振荡。同样地，在图6的t2区间中，电源电压向正侧短时间地急剧振荡，在图6的t3区间中，电源电压向负侧短时间地急剧振荡，在图6的t4区间中，电源电压向正侧短时间地急剧振荡，在图6的t5区间中，电源电压向负侧短时间地急剧振荡。在图6的t1区间，电源电压是负的，是与本来的极性相同的负侧，但成为过大的电源电压。在图6的t2、t4区间，本来应该是负侧的极性的地方反转为正。

如图6的零交叉信号的图所示那样，零交叉信号是电源电压的正负切换的判定，因此与本来正常的零交叉信号不同，受到电源电压的极性紊乱的影响而产生不正常的零交叉信号。例如，如图6的电源电压信号的图所示那样，在图6的t1～t5的各区间的切换点，与本来正常的零交叉信号不同，产生受到了电源电压的极性紊乱的影响的不正常的零交叉信号。顺便地说，如果变换器控制部18基于这样的不正常的零交叉信号来切换变换元件，则会如下述那样招致整流侧的变换元件的损坏。但是，即使产生不正常的零交叉信号，由于上述不检测区间，也不成为用于开关控制的零交叉判定。

图7和图8表示MOSFET的接通和电源电压变得相反时的电流路径。图7表示关于变换元件判定为电源电压是负而发出了整流信号的情况下由于雷击电涌等使得电源电压成为正的极性时流过电路的电流路径。另外，图8表示关于变换元件判定为电源电压是负而发出了短路信号的情况下由于雷击电涌等使得电源电压成为正的极性时流过电路的电流路径。

图7是与上述图3对应的图，表示在基于零交叉判定而判定为电源电压为负的周期并发出了整流信号的情况下由于雷击电涌等使得交流电源电压成为正的极性时流过电路的电流路径。

在没有雷击电涌那样的电源电压的大紊乱的情况下，变换器控制部18进行电源电压为负的周期时的全波整流，因此进行图3所示的MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的接通关断。由此，形成图3的虚线所示的交流电源VS→MOSFET(Q3)→平滑电容器C1→分流电阻R1→MOSFET(Q2)→电抗器L1→交流电源VS的电流路径。

但是，假设在图3所示的判定为电源电压为负的周期而发出了整流信号的情况下，由于雷击电涌等使得电源电压成为正的极性(参照图6的t2、t4区间)。

图7的带括号的电源电压的极性是由变换器控制部18基于零交叉判定而判定的极性(图3所示的正常的电源电压的极性)，不带括号的极性是由于雷击电涌等使得电源电压成为正的极性的实际的电源电压的极性。变换器控制部18(微计算机)基于零交叉检测，设为与图3所示的交流电源电压Vs的正负的极性相同的极性，即图7中带括号地表示的正负的极性的符号，对MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)进行开关从而进行全波整流。

但是，由于雷击电涌等，实际的电源电压成为正的极性(参照图6的t2、t4的区间)，因此电流不向图3的虚线箭头所示的方向流动。即，MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的接通关断状态与图3和图7相同，但电源电压的极性与图3和图7相反，因此如图7的虚线箭头所示，电流只在交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)的寄生二极管D41→交流电源VS的路径中流动。另外，即使MOSFET(Q2)接通，由于平滑电容器C1具有极性，因此不从MOSFET(Q2)向平滑电容器C2流动。因此，在零交叉判定后，在由于雷击电涌等使得电源电压成为正的极性的情况下(参照图6的t2、t4区间)，电流成为经由处于关断状态的MOSFET(Q4)的寄生二极管D41强制地返回交流电源VS侧的状态。关于该MOSFET的开关动作，在零交叉判定后，经过图6的零交叉信号的图所示的不检测区间，直到下一次进行零交叉判定为止，为相同的设定。

接着，通过经过不检测区间后的零交叉判定(参照图6的t5区间的结束)，判定为电源电压为正的周期，从图7转移到图8，但是在此产生以下的问题。

如图7的虚线箭头所示，如果从电流流过MOSFET(Q4)的寄生二极管D41的状态，切换到图8所示的短路模式(升压模式)，则在成为图8所示的电流路径时，有时在MOSFET(Q4)中产生Irr(反向恢复电流：reverse recoverycurrent)，对MOSFET(Q4)施加的电压上跳从而超过元件耐压，使得MOSFET(Q4)损坏。

另外，有时由于电源电压的紊乱而向MOSFET多次施加高电压，在该情况下，导致元件的温度急剧上升，甚至损坏元件。并且，如图7和图8所示，在整流模式和短路模式的任意一个模式下，都没有经过分流电阻R1(电流检测部)的电流路径，电流检测结果反映不到控制中，因此控制变得不稳定，有可能引起错误动作。

在本实施方式中，直流电源装置1的变换器控制部18在零交叉判定部14的判定后，在检测出与判定出的电压相反的电压的情况下，执行将整流侧的变换元件关断的变换元件保护动作。由此，保护整流侧的变换元件。以下，说明变换元件保护动作。

在本实施方式中，变换器控制部18(参照图1)在零交叉判定部14的判定后，在检测出与判定出的电压相反的电压(反向电压)的情况下，执行将整流侧的变换元件(Q3、Q4)关断的变换元件保护动作。如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后的不检测区间，在由于任意的原因而产生了反向的电压的情况下(参照图6的t2、t4区间)，在设定为X次＝1次时，停止整流侧的变换元件的接通信号。此外，在设定为X次＝3次时，如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后，在3次检测出与检测出的电源电压的极性相同的逻辑的判定结果(图6的附图标记×)时，将整流侧的变换元件(Q3)关断。

在此，如图6的MOSFET(Q3)信号的图所示那样，停止整流侧的变换元件(Q3)的接通信号。为了使效率良好，使整流侧的变换元件接通。因此，即使整流侧的变换元件(Q3)关断，也会经过寄生二极管，因此作为直流电源装置1或空调机1000(后述)，能够没有问题地运转。

但是，通过将整流侧的变换元件(Q3)关断，效率变差。因此，优选整流侧的变换元件(Q3)关断的期间(停止期间)短，但是如果使上述关断的期间过短，则有时再次错误地进行零交叉判定，无法谋求变换元件保护动作的实效。电源电压中也叠加噪声成分，因此不是一次检测上述反向电压，而是通过多次的检测来关断整流侧的变换元件(Q3)。

例如，如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后的不检测区间，在X次(例如图6的附图标记×是第三次)检测出与检测出的方向相反的逻辑的情况下，关断整流侧的变换元件(Q3)(参照图6的MOSFET(Q3)信号的图)。

然后，如图6的零交叉信号的图所示那样，当在下一次的零交叉判定时为正常的电源电压的周期(在此为正的周期)的情况下，重新开始整流侧的变换元件(Q4)的接通控制(参照图6的MOSFET(Q4)信号的图)。

如下那样总结上述的变换元件保护动作中的整流侧的变换元件的关断控制和接通控制的重新开始。

<基本动作>

变换器控制部18在零交叉判定部14的判定后，在检测出与判定出的电压相反的电压的情况下，执行将整流侧的变换元件关断的变换元件保护动作。

<控制响应性>

在零交叉判定部14的判定后，在检测出与判定出的电压相反的电压的情况下，如果马上执行变换元件保护动作，则能够更迅速地防止整流侧的变换元件的损坏。例如，如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后第一次检测出与检测出的方向相反的逻辑的情况下，关断整流侧的变换元件(Q3)，由此能够迅速地防止整流侧的变换元件的元件损坏。

<噪声、效率以及控制稳定性的兼顾>

但是，如图6的电源电压信号的图所示那样，因雷击电涌等造成的电源电压的极性的紊乱由于电涌的产生状况而不规律，电源电压也叠加噪声(参照图9的零交叉附近的放大波形图)，因此有时上述反向电压是不正常的零交叉。关断整流侧的变换元件会由于导通损耗的增加而引起效率降低，因此，在上述反向电压的第一次检测是错误的情况下，如果关断整流侧的变换元件(Q3)，则招致相应的效率降低。

因此，在本实施方式中，变换器控制部18在零交叉判定部14的判定后，在反向逻辑判定区间内(参照图9的零交叉附近的放大波形图)，多次检测出与判定出的电压相反的电压的情况下，关断整流侧的变换元件。例如，如图6的零交叉信号的图所示那样，在零交叉判定后，X次(例如3次)检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压，才关断整流侧的变换元件(Q3)(参照图6的MOSFET(Q3)信号的图)。能够兼顾电源电压中叠加噪声的环境下的元件的保护与导通损耗降低导致的效率提高。

另外，作为变形例，变换器控制部18在零交叉判定部14的判定后，在反向逻辑判定区间内(参照图9的零交叉附近的放大波形图)，在与判定出的电压相反的电压为预定值以上时，关断整流侧的变换元件。能够兼顾电源电压中叠加噪声的环境下的元件的保护与导通损耗降低导致的效率提高。

另外，作为变形例，变换器控制部18在反向逻辑判定区间内，将紧接着零交叉判定后的短期间设定为忽略电源电压的紊乱的判定禁止区间(参照图9的零交叉附近的放大波形图)，在经过了该判定禁止区间后，在反向逻辑判定区间内(参照图9的零交叉附近的放大波形图)进行零交叉判定后，在检测出与检测出的电源电压的极性相反的电压的情况下，关断整流侧的变换元件。能够应对在零交叉附近电源电压容易紊乱的情况。

<接通控制重新开始>

变换器控制部18在执行变换元件保护动作，从而整流侧的变换元件关断的情况下，当在下一次的零交叉判定时检测出正常的电源的正负动作时，使整流侧的变换元件动作恢复为通常的控制。例如，如图6的MOSFET(Q3)信号的图所示那样，在下一个边沿正常的情况下，使整流侧的变换元件(Q4)的动作恢复为通常的控制。能够迅速地重新开始整流侧的变换元件(Q4)的接通控制来谋求提高效率。

另外，作为变形例，变换器控制部18当在下一次的零交叉判定时，以预定次数检测出正常的零交叉信号的情况下，重新开始整流侧的变换元件的接通控制。能够兼顾基于噪声成分的控制稳定性和效率。

<电压上升防止>

使整流侧的变换元件(MOSFET(Q3、Q4))的栅极电阻常数大于升压侧的变换元件(MOSFET(Q1、Q2))的栅极电阻常数。由此，能够防止向整流侧的变换元件(Q3、Q4)施加的电压急剧上升，进行整流侧的变换元件(Q3、Q4)的保护。

以上采用了在关于变换元件判定为电源为负而发出了整流信号(参照图7)/短路信号(参照图8)时，交流电源电压为正的极性的情况为例子说明了MOSFET的接通和电源电压变得相反时的电流路径。但是，在关于变换元件判定为电源为正而发出了整流信号/短路信号时，即使在交流电源电压为负的极性的情况下，也执行同样的变换元件保护动作。在该情况下，通过将整流侧的变换元件(Q4)关断，来防止整流侧的变换元件的元件损坏。然后，在下一次的零交叉判定时检测出正常的电源的正负动作的情况(或者以预定次数检测出正常的电源的正负判定的情况)下，使整流侧的变换元件(Q4)返回为通常的控制。

[空调机和直流电源装置的动作]

图10是本实施方式的空调机的室内机、室外机、以及遥控器的正面图。如图10所示，空调机1000是所谓的室内空调，具备室内机100、室外机200、遥控器Re、未图示的直流电源装置1(参照图1)。室内机100与室外机200通过制冷剂配管300连接，通过公知的制冷剂循环，对设置有室内机100的室内进行空气调节。另外，室内机100和室外机200经由通信电缆(未图示)相互收发信息。直流电源装置1向该室内机100和室外机200供给直流电力。

遥控器Re由用户操作，向室内机100的遥控器收发部Q发送红外线信号。该红外线信号的内容是运转请求、设定温度的变更、计时器、运转模式的变更、停止请求等指令。空调机1000根据这些红外线信号的指令，进行制冷模式、供暖模式、除湿模式等空调运转。另外，室内机100从遥控器收发部Q向遥控器Re发送室温信息、湿度信息、电费信息等数据。

说明空调机1000中安装的直流电源装置1的动作的流程。直流电源装置1进行基于高效动作和功率因数改善的高次谐波电流的降低以及直流电压Vd的升压。另外，作为动作模式，如上所述，具备全波整流动作、高速开关动作、部分开关动作这3个动作模式。

例如，在作为负载H考虑空调机1000的逆变器、电动机的情况下，如果负载小，需要进行重视效率的运转，则使直流电源装置1在全波整流模式下进行动作即可。如果负载大，需要进行升压和确保功率因数，则使直流电源装置1进行高速开关动作即可。另外，如空调机1000的额定运转时那样，在作为负载并不怎么大但需要进行升压、确保功率因数的情况下，使直流电源装置1进行部分开关动作即可。

额定运转是指JISC9612中记载的“JISB8615-1表1(制冷能力试验条件)的T1条件下的运转”。具体地说，在JISB8615-1的第五项“制冷试验”和第六项“供暖试验”中，记载了温度条件。高负荷运转例如是“JISB8615-1中记载的过负荷运转条件下的运转”，但只要是输入比额定运转更大的运转区域即可。中间运转是指“额定运转的一半的运转能力”，记载在JISC9612中。

在对负荷设置阈值#1、#2，并且作为设备考虑空调机1000的情况下，在负荷小的中间区域，直流电源装置1进行全波整流，在额定运转时进行部分开关，根据需要进行高速开关。

在负荷比额定运转更大的低温供暖运转区域等中，直流电源装置1进行高速开关，根据需要进行部分开关。

如以上那样，直流电源装置1切换为与空调机1000的运转区域对应的最优的动作模式，由此能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

此外，在负载H为逆变器、电动机等的情况下，作为用于决定负荷的大小的参数，可以考虑流过逆变器、电动机的电流、逆变器的调制率、电动机的转速。另外，也可以根据流过直流电源装置1的电路电流is来判断负载H的大小。例如，或者如果负荷的大小为阈值#1以下，则直流电源装置1进行全波整流，如果超过阈值#1，则进行部分开关。或者，如果负荷的大小超过阈值#2，则直流电源装置1进行高速开关，如果为阈值#2以下，则进行部分开关。

如以上那样，直流电源装置1切换为与负荷的大小对应的最优的动作模式，由此能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

如以上说明的那样，本实施方式的空调机1000的直流电源装置1(参照图1)具备：桥接整流电路10，其对整流侧的变换元件(Q3、Q4)以及开关元件(Q1、Q2)进行桥连接；电抗器L1，其设置在交流电源Vs与桥接整流电路10之间；平滑电容器C1，其连接在桥接整流电路10的输出侧，对从桥接整流电路10施加的电压进行平滑化；零交叉判定部14，其判定交流电源Vs的正负切换的零交叉；变换器控制部18，其在零交叉判定部14的判定后，在检测出与所判定的电压相反的电压的情况下，执行将整流侧的变换元件关断的变换元件保护动作。

通过该结构，在受到雷击的影响使得本来的交流电源电压Vs的正负变得相反的情况下，在从整流模式切换到短路模式(升压模式)的定时，关断整流侧的变换元件，由此能够防止整流侧的变换元件的元件损坏。另外，当在下一个零交叉判定时检测出正常的电源的正负动作的情况(或者以预定次数检测出正常的电源的正负判定的情况)下，使整流侧的变换元件恢复为通常的接通控制。即使在有雷击电涌时，保护变换元件的控制也会起作用从而能够防止损坏，能够不停止直流电源装置1或空调机1000的动作地持续进行控制。

此外，在本实施方式中，说明了使用SJ-MOSFET作为MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的例子。通过使用SiC(碳化硅)-MOSFET作为MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)，能够实现更高效率的动作。

另外，通过在空调机1000中具备本发明的直流电源装置1，能够提供一种能源效率(即APF)高，此外可靠性高的空调机1000。将本发明的直流电源装置1安装到空调机以外的设备，也能够提供高效可靠性高的设备。

本发明并不限于上述实施方式，包含各种变形例。例如，为了容易理解地说明本发明而详细说明了上述实施方式，但并不一定限于具备所说明的全部结构。能够将某实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，也可以向某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，也可以对各实施方式的结构的一部分进行其他结构的追加/删除/置换。

例如可以用集成电路等硬件实现上述各结构、功能、处理部、处理单元等的一部分或全部。也可以通过由处理器解释并执行用于实现各个功能的程序，以软件方式实现上述各结构、功能等。可以将用于实现各功能的程序、表、文件等信息放置在存储器、硬盘等记录装置、或闪速存储卡、DVD(数字多功能光盘)等记录介质中。

在上述实施方式中，表示出了说明上认为是必要的控制线、信息线，但并不一定限于在产品上表示出全部的控制线、信息线。实际上，也可以考虑将几乎全部的结构相互连接起来。

附图标记说明

1：直流电源装置；10：桥接整流电路(整流电路)；11：电流检测部；12：增益控制部；13：交流电压检测部；14：零交叉判定部(极性检测部)；15：负载检测部；16：升压比控制部；17：直流电压检测部；18：变换器控制部(控制部)；100：室内机；200：室外机；300：制冷剂配管；1000：空调机；Q1、Q2：MOSFET(第一开关元件和第二开关元件)；Q3、Q4：MOSFET(第一变换元件和第二变换元件)；Vs：交流电源；L1：电抗器；C1：平滑电容器；R1：分流电阻(电流检测部)；ha、hb、hc、hd：配线；Re：遥控器。