负载检测电路与具有双输出电源的电源供应器的制作方法

本发明涉及一种检测电路与具有检测电路的电源供应器，尤其涉及一种负载检测电路与具有负载检测电路的具有双输出电源的电源供应器。

背景技术：

在可携式移动装置越来越普及的情况下，手机、平板或者笔记型电脑同时携带外出的机会越来越多。对于可携式移动装置的充电器来说，若能够整合使用同一个适配器(adapter)对多个移动装置提供充电的需求，将会是一个方便的选择。因此，这样的需求也使得市面上推出了具有多组输出功能的适配器产品，以满足能够对不同移动装置充电的需求。举例来说，所述适配器产品具有主输出用以对笔记型电脑充电，亦同时具有辅助输出或称次输出用以对手机充电。

以具有双输出的适配器为例，主输出的输出功率与辅助输出的输出功率两者的输出功率总和必须等于适配器的总输出输出。再者，通常辅助输出使用的有无会直接地影响到适配器对于主输出的分配多寡，因此对于辅助输出是否提供负载供电的检知，则将影响适配器总输出功率的分配，以及主输出与辅助输出两者之间的功率分配协同(cooperation)。

现有的负载检知，是通过在负载端设置检知电阻(senseresistor)，并根据流经检知电阻的电流值来判断是否为有载或无载的操作。惟使用负载检知的方式，由于流经检知电阻的电流值(即负载电流值)通常需要到达一定的大小，例如大于100ma，才有办法达到有效地检知为有载或无载，或者由无载进入有载的操作。换言之，若应用于无载与有载状态下的负载电流值小于上述的电流值，即小于100ma的操作时，则无法达到精准地无载或有载变化的检知，亦即，当发生无载、有载的操作变化时，太小的负载电流值则无法通过检知电阻的方式检知出负载已发生变化，因此，将导致适配器对于主输出与辅助输出两者之间的功率分配协同的冲突或失效。

技术实现要素：

本发明的一目的在于提供一种负载检测电路，解决因检知电阻无法检知出过小负载电流所造成适配器对于输出功率分配协同的冲突或失效的问题。

为达成前揭目的，本发明所提出的负载检测电路应用于电源转换器，其中电源转换器提供开关切换频率以控制开关输出电压。负载检测电路包含电压调整单元、积分单元以及功率开关。电压调整单元接收电源转换器的开关输出电压，且调整开关输出电压为调整电压。积分单元耦接电压调整单元，接收调整电压，且积分调整电压以提供控制电压。功率开关耦接积分单元，接收控制电压。当开关切换频率增大，使控制电压增大至足以导通功率开关时，负载检测电路检知电源转换器由无载状态转换为有载状态。

于一实施例中，电压调整单元为稽纳二极管，积分单元为电阻电容积分电路。

于一实施例中，电压调整单元根据稽纳二极管的崩溃电压调整开关输出电压为调整电压。

于一实施例中，积分单元包含第一电阻、第二电阻以及第一电容。第一电阻耦接电压调整单元，且接收调整电压。第二电阻耦接第一电阻。第一电容并联耦接第二电阻，以提供控制电压。

于一实施例中，当崩溃电压增大时，第一电阻的电阻值减小或第二电阻的电阻值增大。

于一实施例中，第二电阻、第一电容以及功率开关共接于接地点。

于一实施例中，调整电压为单极性的脉冲方波电压。

于一实施例中，电源转换器为同步降压转换器。

藉由所提出的负载检测电路，可精准地达成无载进入有载的检知的功效。

本发明的另一目的在于提供一种具有双输出电源的电源供应器，解决因检知电阻无法检知出过小负载电流所造成适配器对于输出功率分配协同的冲突或失效的问题。

为达成前揭目的，本发明所提出的具有双输出电源的电源供应器包含主电源转换器、辅助电源转换器以及负载检测电路。辅助电源转换器耦接主电源转换器，且提供开关输出端。负载检测电路耦接开关输出端。当辅助电源转换器由无载状态转换为有载状态时，负载检测电路输出系统通知信号，使辅助电源转换器提供预定的辅助输出电源。

于一实施例中，负载检测电路更包含控制单元。控制单元耦接功率开关。当控制电压增大至导通电压时，功率开关导通，且功率开关提供输出准位电压以致能控制单元输出系统通知信号。

藉由所提出的具有双输出电源的电源供应器，可精准地达成无载进入有载的检知的功效。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1：为本发明具有双输出电源的电源供应器的方框图；

图2：为本发明辅助电源转换器的负载检测电路的电路图；

图3：为本发明负载检测电路的开关输出电压的波形示意图；

图4：为本发明负载检测电路的调整电压的波形示意图与控制电压的波形示意图。

其中，附图标记

100电源供应器

10负载检测电路20电源转换器

11电压调整单元12积分单元

13功率开关14控制单元

iom主输出电流pom主输出功率

ioa辅助输出电流poa辅助输出功率

vsw开关输出电压vpint调整电压

vc控制电压vz崩溃电压

von导通电压vo输出准位电压

r1第一电阻r2第二电阻

c1第一电容

vin输入电压vout输出电压

pm主电源转换器pa辅助电源转换器

sw开关输出端ssys系统通知信号

qhs高侧开关qls低侧开关

shs高侧控制信号sls低侧控制信号

co输出电容lo输出电感

ton导通时间点

具体实施方式

兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下。

请参见图1所示，其是为本发明具有双输出电源的电源供应器的方框图。具有双输出电源的电源供应器100(以下简称电源供应器100)包含主电源转换器pm与辅助电源转换器pa，其中辅助电源转换器pa耦接主电源转换器pm。主电源转换器pm的输出与辅助电源转换器pa的输出是提供电源供应器的双输出。

主电源转换器pm可产生主输出电流iom与提供主输出功率pom；辅助电源转换器pa可产生辅助输出电流ioa与提供辅助输出功率poa。举例来说，电源供应器100，例如双输出电源适配器(adapter)，其总输出功率可为45w，即主输出功率pom与辅助输出功率poa的总和可为45w。通常，所述双输出电源适配器会设计辅助输出功率poa可提供的最大输出功率，例如10w，亦即当有负载(例如电子装置，如手机、平板电脑…)连接至辅助电源转换器pa时，主电源转换器pm可输出的主输出功率pom为35w。

如图1所示，当有负载连接至辅助电源转换器pa，即辅助电源转换器pa由无载状态转换为有载状态时，辅助电源转换器pa产生系统通知信号ssys，以通知外部控制系统，使得外部控制系统进一步调整主电源转换器pm可输出的主输出功率pom为35w，并且保留辅助输出功率poa具备可提供10w的供电能力。

请参见图2所示，其为本发明辅助电源转换器的负载检测电路的电路图。负载检测电路10应用于电源转换器20。为方便说明，以前述辅助电源转换器pa为电源转换器20为例。在本实施例中，电源转换器20为降压转换器(buckconverter)、升压转换器(boostconverter)、升降压转换器(buck-boostconverter)或同步降压转换器(synchronousbuckconverter)，然不以此为限制。此外，为简化电路以方便说明，输入电压vin，为经交流至直流转换所得的直流电压，并且输入电压vin为供应电源转换器20转换所需的输入电源。

电源转换器20包含高侧开关qhs与串联高侧开关qhs的低侧开关qls。通过具有开关切换频率的高侧控制信号shs与低侧控制信号sls，分别对应控制高侧开关qhs与低侧开关qls的导通与截止，以提供在开关输出端sw，即高侧开关qhs与低侧开关qls的共接端产生开关输出电压vsw。其中开关输出电压vsw的最大值为输入电压vin所决定；开关输出电压vsw的最小值为电源转换器20的接地电位所决定；以及开关输出电压vsw的稳态值则由电源转换器20的输出电压vout所决定。

电源转换器20更包含由输出电感lo与输出电容co所组成的输出滤波器。输出滤波器对开关输出电压vsw滤波，以滤除开关输出电压vsw中的高频谐波成分，使得在电源转换器20的输出侧提供直流的输出电压vout以及输出电流，即辅助输出电流ioa，以提供辅助输出功率poa，进而对负载供电。

如图2所示，负载检测电路10包含电压调整单元11、积分单元12以及功率开关13。电压调整单元11接收电源转换器20的开关输出电压vsw，且调整开关输出电压vsw为调整电压vpint。在本实施例中，电压调整单元11为稽纳二极管(zenerdiode)，然不以此为限制。

积分单元12耦接电压调整单元11，接收调整电压vpint，且积分调整电压vpint以提供控制电压vc，即调整电压vpint经积分单元12积分后产生控制电压vc。在本实施例中，积分单元12为电阻电容积分电路，然不以此为限制。如图2所示，以积分单元12为电阻电容积分电路为例，积分单元12包含第一电阻r1、第二电阻r2以及第一电容c1。第一电阻r1耦接电压调整单元11，且接收调整电压vpint。第二电阻r2耦接第一电阻r1。第一电容c1并联耦接第二电阻r2，以提供控制电压vc。

功率开关13耦接积分单元12，接收控制电压vc。以功率开关13为金属氧化物半导体场效晶体管(mosfet)为例，在图2所示的实施例中，功率开关13具有栅极(gate)、源极(source)以及漏极(drain)。功率开关13的栅极与源极并联耦接第二电阻r2与第一电容c1，并且第二电阻r2、第一电容c1以及功率开关13共接于接地点，使得控制电压vc为对功率开关13的驱动电压。至于功率开关13的驱动操作则容后详述之。

请参见图3，其为本发明负载检测电路的开关输出电压的波形示意图。图3上半部表示为低频率切换的开关输出电压vsw的示意图，例如100hz，然不以此为限制；相较于此，图3下半部则表示为高频率切换的开关输出电压vsw的示意图，例如为图3上半部开关输出电压vsw的切换频率的四倍，即400hz，然不以此为限制。再者，所述的低频与高频为两切换频率的相对频率高低，亦即高切换频率可为低切换频率的数倍，例如上述所举例的四倍，或其他更高的倍数。开关输出电压vsw的最大值由电源转换器20的输入电压vin，例如直流20伏特所决定；开关输出电压vsw的最小值由电源转换器20的接地电位，即0伏特所决定；而开关输出电压vsw的稳态值则由电源转换器20的输出电压vout，例如直流5伏特所决定。因此，无论是图3上半部低频的开关输出电压vsw或是图3下半部高频的开关输出电压vsw的最大值与最小值分别为20伏特与0伏特，并且稳态值为5伏特，差别仅在于频率不同。

具体地，图3上半部为当电源转换器20为无载时，开关输出电压vsw为低频率切换的示意图。亦即，没有任何负载(例如电子装置，如手机、平板电脑、笔记型电脑…)连接至电源转换器20时，开关输出电压vsw则降频为低频操作，甚至进入待机模式(standbymode)或节能模式(ecomode)，以减少切换损失。因此，图3上半部所示的两个导通(on)周期之间的时间较长。

图3下半部为当电源转换器20为有载(或非无载)时，开关输出电压vsw为高频率切换的示意图。亦即，当有负载连接至电源转换器20时，假设此时的充电电流或称负载电流(即辅助输出电流ioa)为10ma，由于电路元件的固有特性，使得开关输出电压vsw的频率为跳跃地骤增，即由100hz骤增为前述的四倍为400hz(如图3下半部)，或其他更高的倍数。因此，图3下半部所示的两个导通(on)周期之间的时间较短。

综上说明可知，在无载进入有载初始阶段时，虽然负载电流由零变化为10ma的微量变化，但开关输出电压vsw的频率则为数(四)倍的骤增，因此本发明则根据此电路特性，通过频率的骤增能够精准地判断出负载由无载状态进入有载状态。

请参见图4所示，其为本发明负载检测电路的调整电压的波形示意图与控制电压的波形示意图。如图4上半部所示，其表示开关输出电压vsw经由电压调整单元11，即为稽纳二极管对其提供电压调整后的调整电压vpint波形。在本实施例中，假设稽纳二极管的崩溃电压vz为6伏特，由于稽纳二极管的崩溃特性，使得当开关输出电压vsw大于稽纳二极管的逆向偏压时，稽纳二极管为崩溃操作，因此使得开关输出电压vsw经由电压调整单元11调整为调整电压vpint，如图4上半部的波形，即将开关输出电压vsw调整为具有单极性脉冲方波电压的调整电压vpint。换言之，如图4上半部所示的调整电压vpint的最大值与最小值分别为调整为20伏特与6伏特，并且稳态值与最小值相同为6伏特，即形成以6伏特为基准(参考)电压的单极性脉冲方波电压。

此外，根据稽纳二极管崩溃电压vz的不同，可适应地调整第一电阻r1的电阻值或第二电阻r2的电阻值，使得维持开关输出电压vsw可调整为具有单极性脉冲方波电压的调整电压vpint。举例来说，当使用的稽纳二极管的崩溃电压vz较大时，可相应地使用较小电阻值的第一电阻r1或使用较大电阻值的第二电阻r2，使得崩溃电压vz作为对开关输出电压vsw调整的效果，通过第一电阻r1与第二电阻r2的分压比例所维持，使得维持开关输出电压vsw可调整为具有单极性脉冲方波电压的调整电压vpint。

进一步地，利用电压调整单元11将开关输出电压vsw调整为单极性脉冲的方波电压，再通过积分单元12对调整电压vpint进行(波形)积分。具体地，通过第一电阻r1、第二电阻r2以及第一电容c1所形成的积分电路，对所接收的调整电压vpint进行积分，而得到积分后如图4下半部的控制电压vc的波形。值得一提，由于开关输出电压vsw调整为单极性脉冲的调整电压vpint，而且调整电压vpint的两个导通(on)周期之间的时间较短(因为频率为跳跃地骤增为无载时频率的四倍)，因此积分单元12足以将调整电压vpint积分为增量的控制电压vc。亦即，通过第一电阻r1、第二电阻r2以及第一电容c1设计的时间常数(即时间常数τ＝rc为时间常数，其中r为第一电阻r1与第二电阻r2决定，c为第一电容c1决定)，藉此，控制电压vc在放电过程中尚未低于当下周期的充电初始电压时，即进入下一个周期的充电操作，进而使得调整电压vpint可被积分(累积)成为增量的控制电压vc。再者，当负载持续连接电源转换器20使用(充电)，并且在数个周期后到达导通时间点ton时，控制电压vc的大小增大至导通电压von。此时，控制电压vc足以导通功率开关13，并且功率开关13提供输出准位电压vo，以致能控制单元14，例如微控制器(microcontroller,μc)或微处理器(microprocessor,μp)，但不此为限制，使得控制单元14输出系统通知信号ssys(配合参见图2)，以通知外部控制系统，使得外部控制系统进一步调整主电源转换器pm可输出的主输出功率pom为35w，并且保留辅助输出功率poa具备可提供10w的供电能力。

综上，当负载连接至辅助电源转换器pa为无载转换成有载的状态时，由于开关输出电压vsw的频率为跳跃地骤增，对应地调整电压vpint的频率亦为跳跃地骤增，因此经由积分单元12积分后所提供的控制电压vc增加至足以导通功率开关13，而使得功率开关13致能控制单元14以输出系统通知信号ssys，以通知外部控制系统，保留辅助电源转换器pa的辅助输出功率poa具备可提供预留的供电能力(例如10w)，此时主电源转换器pm最多则仅能输出电源供应器100的总输出功率扣除预留给辅助电源转换器pa供电能力所剩的35w，以实现主输出功率pom与辅助输出功率poa的有效分配。

反之，当没有负载连接至辅助电源转换器pa而为无载的状态时，由于开关输出电压vsw为低频率切换的操作，即无骤增的频率变动发生，因此即使调整电压vpint经由积分单元12积分，然而由于调整电压vpint的两个导通(on)周期之间的时间较长(因为频率为低频率)，因此积分单元12不足以将调整电压vpint积分为增量的控制电压vc。此时，控制电压vc不足以导通功率开关13而无法致能控制单元14，因此控制单元14不会输出系统通知信号ssys，故此外部控制系统则完全地保留电源供应器100的总输出功率，例如45w供主电源转换器pm(如图1所示)作为主输出功率pom使用。

综上所述，本发明具有以下的特征与功效：

1、当负载(例如电子装置，如手机、平板电脑、笔记型电脑…)连接至辅助电源转换器pa使用时，启动负载检测电路10，以输出系统通知信号ssys通知外部控制系统，控制辅助电源转换器pa具备可提供预留供电的辅助输出功率poa。

2、当负载未连接至辅助电源转换器pa使用时，控制电压vc不足以导通功率开关13，而无法致能控制单元14，因此控制单元14不会输出系统通知信号ssys，使得外部控制系统控制主电源转换器pm具备可完全输出电源供应器100的总输出功率的主输出功率pom。

3、利用当无载进入有载初始阶段时，频率骤增的特性，能够快速地(在几个周期内)、精准地判断出负载由无载状态进入有载状态，而通知外部控制系统，以控制辅助电源转换器pa对负载提供预留的供电能力。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。