一种电荷泵及其启动方法与流程

本发明涉及电荷泵技术领域，尤其涉及一种电荷泵及其启动方法。

背景技术

无源rfid标签利用电荷泵将射频电压转化为直流电压，并升高到标签芯片正常工作所需要的电压幅度。rfid芯片远距离工作时，输入功率很低，一方面需要采用各种设计方法降低芯片的模拟前端和数字基带功耗；另一方面需要优化芯片的能转换电路，以获取尽可能多的能量。电荷泵作为芯片获取工作能量的唯一来源，其效率更是直接影响后级电路所能获得的能量大小和芯片的识别距离等关键性能指标。

现有技术中的电荷泵一般采用四个二极管和四个电容将输入的射频电压rf_in转化为幅值比其高接近四倍的直流电压vref_out，具体的转换公式为vref_out＝4(vrf-von)，其中，vrf为射频电压rf_in的幅值，von为一个二极管的导通电压。而二极管的导通电压von较大，会极大降低输出的电压vref_out，且消耗功率，降低电荷泵充电效率。

技术实现要素：

本发明实施例提出一种电荷泵及其启动方法，能够提高电荷泵的升压效率，加快启动速度。

本发明实施例提供一种电荷泵，包括：

mos管升压电路，用于通过mos管的导通或截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出；

反相器电路，用于向所述mos管升压电路输出高低电平，以控制所述mos管的导通或截止；

充电电路，用于向所述反相器电路提供稳定的直流电源。

进一步地，所述mos管升压电路包括四个所述mos管、第一电容、第二电容和第三电容，四个所述mos管为第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；所述射频电压的幅值为vrf，所述mos管的导通电压为von；

在第一个周期中，当所述射频电压为负时，所述第一mos管导通，给所述第一电容充电，使所述第一电容两端电压为vrf-von；当所述射频电压为正时，所述第一mos管截止，所述第二mos管导通，给所述第二电容充电，使所述第二电容两端电压为2(vrf-von)；

在第二个周期中，当所述射频电压为负时，所述第一mos管和所述第三mos管导通，所述第二mos管和所述第四mos管截止，给所述第三电容充电，使所述第三电容两端电压为3(vrf-von)；当所述射频电压为正时，所述第一mos管和所述第三mos管截止，所述第二mos管和所述第四mos管导通，使所述mos管升压电路输出高直流电压4(vrf-von)。

进一步地，所述反相器电路包括第一反相器和第二反相器；

当所述射频电压为负时，所述第一反相器和所述第二反相器分别向所述mos管升压电路输出高电平，当所述射频电压为正时，所述第一反相器和所述第二反相器分别向所述mos管升压电路输出低电平，从而控制所述mos管的导通或截止。

进一步地，所述第一mos管和所述第三mos管均为nmos管，所述第二mos管和第四mos管均为pmos管；所述电荷泵还包括射频电压输入端和高直流电压输出端；

所述第一mos管的源极接地，所述第一mos管的漏极通过所述第一电容与所述射频电压输入端连接，所述第一mos管的栅极与所述第二mos管的栅极连接；所述第二mos管的漏极与所述第一mos管的漏极连接，所述第二mos管的源极通过所述第二电容接地；所述第三mos管的源极与所述第二mos管的源极连接，所述第三mos管的栅极与所述第四mos管的栅极连接，所述第三mos管的漏极通过所述第三电容与所述射频电压输入端连接；所述第四mos管的漏极与所述第三mos管的漏极连接，所述第四mos管的源极与所述高直流电压输出端连接。

进一步地，所述mos管升压电路还包括第四电容；

所述第四电容的一端与所述第四mos管的源极连接，所述第四电容的另一端接地。

进一步地，所述反相器电路包括第一反相器和第二反相器；

所述第一反相器的输入端与所述第二mos管的漏极连接，所述第一反相器的输出端与所述第四mos管的栅极连接，所述第一反相器的电源端与所述充电电路连接；

所述第二反相器的输入端与所述第三mos管的漏极连接，所述第二反相器的输出端与所述第一mos管的栅极连接，所述第二反相器的电源端与所述充电电路连接。

进一步地，所述充电电路包括第五mos管、第六mos管、第七mos管、第八mos管、第五电容、第六电容、第七电容和第八电容；

所述第五mos管的漏极和栅极分别接地，所述第五mos管的源极通过所述第五电容与所述射频电压输入端连接；所述第六mos管的漏极、栅极分别与所述第五mos管的源极连接，所述第六mos管的源极分别与第一反相器的电源端、所述第六电容的一端连接，所述第六电容的另一端接地；所述第七mos管的漏极、栅极分别与所述第五mos管的源极连接，所述第六mos管的源极与所述射频电压输入端连接；所述第八mos管的漏极、栅极分别与所述第七mos管的源极连接，所述第八mos管的源极分别与所述第二反相器的电源端、所述第八电容的一端连接，所述第八电容的另一端接地。

进一步地，所述第五mos管、所述第六mos管、所述第七mos管和所述第八mos管分别为nmos管。

进一步地，每一所述mos管均采用单独的阱，且每一所述mos管的衬底与其栅极连接。

相应地，本发明实施例还提供一种电荷泵的启动方法，能够应用于上述电荷泵中，包括：

充电电路向反相器电路提供稳定的直流电源；

所述反相器电路向mos管升压电路输出高低电平，以控制所述mos管升压电路中mos管的导通或截止；

所述mos管升压电路通过mos管的导通或截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出。

实施本发明实施例，具有如下有益效果：

本发明实施例提供的电荷泵及其启动方法，采用mos管作为电荷泵的导通器件，通过控制mos管的导通和截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出，而mos管的驱动电压较大，使得mos管在导通时电阻较小，导通电压较小，从而降低电荷泵的电压损耗，提高电荷泵的升压效率，加快启动速度。

附图说明

图1是本发明提供的电荷泵的一个实施例的结构示意图；

图2是本发明提供的电荷泵中射频电压与第一反相器、第二反相器的输出电压的波形关系图；

图3是本发明提供的电荷泵的启动方法的一个实施例的流程示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，本发明提供的电荷泵的一个实施例的结构示意图，包括：

mos管升压电路1，用于通过mos管的导通或截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出；

反相器电路2，用于向所述mos管升压电路输出高低电平，以控制所述mos管的导通或截止；

充电电路3，用于向所述反相器电路提供稳定的直流电源。

需要说明的是，如图1所示，电荷泵还包括射频电压输入端rf_in和高直流电压输出端vref_out。mos管升压电路1的输入端与射频电压输入端rf_in连接，mos管升压电路1的输出端与高直流电压输出端vref_out连接，mos管升压电路1的控制端与反相器电路2的输出端连接，反相器电路2的输入端与充电电路3的输出端连接，充电电路3的输入端与射频电压输入端rf_in连接。

充电电路输入射频电压开始工作，在其工作正常时向反相器电路提供稳定直流电源，此时反相器电路和mos管升压电路才正常工作。正常工作时，mos管升压电路的输入端输入射频电压，控制端输入反相器电路输出的高低电平，其中射频电压为交流电压，反相器电路根据射频电压切换电平的输出。mos管升压电路中的mos管根据射频电压和反相器电路输出的电平导通或截止，实现对射频电压的升压，一般经过两个周期，mos管升压电路即可将射频电压转换为满足rfid标签芯片正常工作所需要的电压幅度。

进一步地，所述mos管升压电路包括四个所述mos管、第一电容、第二电容和第三电容，四个所述mos管为第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；所述射频电压的幅值为vrf，所述mos管的导通电压为von；

在第一个周期中，当所述射频电压为负时，所述第一mos管导通，给所述第一电容充电，使所述第一电容两端电压为vrf-von；当所述射频电压为正时，所述第一mos管截止，所述第二mos管导通，给所述第二电容充电，使所述第二电容两端电压为2(vrf-von)；

在第二个周期中，当所述射频电压为负时，所述第一mos管和所述第三mos管导通，所述第二mos管和所述第四mos管截止，给所述第三电容充电，使所述第三电容两端电压为3(vrf-von)；当所述射频电压为正时，所述第一mos管和所述第三mos管截止，所述第二mos管和所述第四mos管导通，使所述mos管升压电路输出高直流电压4(vrf-von)。

进一步地，所述反相器电路包括第一反相器和第二反相器；

当所述射频电压为负时，所述第一反相器和所述第二反相器分别向所述mos管升压电路输出高电平，当所述射频电压为正时，所述第一反相器和所述第二反相器分别向所述mos管升压电路输出低电平，从而控制所述mos管的导通或截止。

需要说明的是，在本实施例中，所述第一mos管和所述第三mos管优选为nmos管，所述第二mos管和第四mos管优选为pmos管。

在第一个周期中，射频电压先为负，第一mos管的漏极和第二mos管的漏极的电压均为-vrf，第二反相器向第一mos管的栅极和第二mos管的栅极输出高电平，且第一mos管的源极和第二mos管的源极均为0v，使第一mos管的栅源电压vgs大于阈值电压vth，第一mos管导通，第一电容得以充电，第二mos管的栅源电压vgs小于阈值电压vth，第二mos管截止，此时第一电容两端电压差为vrf-von。然后，射频电压转为正，由于电容两端电压不能突变，因此第一mos管的漏极和第二mos管的漏极的电压均被抬高为2vrf-von，而第三mos管的漏极和第四mos管的漏极的电压抬高为vrf，第二反相器向第一mos管的栅极和第二mos管的栅极输出低电平，使第一mos管截止，第二mos管导通，此时第二mos管源极的电压，即第二电容两端的电压为2(vrf-von)。

以此类推，在第二个周期中，射频电压先为负，第二反相器向第一mos管的栅极和第二mos管的栅极输出高电平，第一反相器向第三mos管的栅极和第四mos管的栅极输出高电平，使第一mos管和第三mos管导通，第二mos管和第四mos管截止，此时第三mos管漏极的电压为2vrf-3von，而第三电容两端的电压差为3(vrf-von)。然后，射频电压转为正，第二反相器向第一mos管的栅极和第二mos管的栅极输出低电平，第一反相器向第三mos管的栅极和第四mos管的栅极输出低电平，使第一mos管和第三mos管截止，第二mos管和第四mos管导通，此时第四mos管漏极的电压被抬高为4vrf-3von，使得第四mos管源极的电压为4(vrf-von)，即通过高直流电压输出端输出4(vrf-von)电压。

进一步地，如图1所示，所述mos管升压电路1包括四个所述mos管、第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3，四个所述mos管中的第一mos管m1和第三mos管m3均为nmos管，第二mos管m2和第四mos管m4均为pmos管；所述电荷泵还包括射频电压输入端rf_in和高直流电压输出端vref_out；

所述第一mos管m1的源极接地，所述第一mos管m1的漏极通过所述第一电容c1与所述射频电压输入端rf_in连接，所述第一mos管m1的栅极与所述第二mos管m2的栅极连接；所述第二mos管m2的漏极与所述第一mos管m1的漏极连接，所述第二mos管m2的源极通过所述第二电容c2接地；所述第三mos管m3的源极与所述第二mos管m2的源极连接，所述第三mos管m3的栅极与所述第四mos管m4的栅极连接，所述第三mos管m3的漏极通过所述第三电容c3与所述射频电压输入端rf_in连接；所述第四mos管m4的漏极与所述第三mos管m3的漏极连接，所述第四mos管m4的源极与所述高直流电压输出端vref_out连接。

进一步地，所述mos管升压电路1还包括第四电容c4；

所述第四电容c4的一端与所述第四mos管m4的源极连接，所述第四电容c4的另一端接地。

进一步地，如图1所示，所述反相器电路包括第一反相器n1和第二反相器n2；

所述第一反相器n1的输入端与所述第二mos管m2的漏极连接，所述第一反相器n1的输出端与所述第四mos管m4的栅极连接，所述第一反相器n1的电源端与所述充电电路3连接；

所述第二反相器n2的输入端与所述第三mos管m3的漏极连接，所述第二反相器n2的输出端与所述第一mos管m1的栅极连接，所述第二反相器n2的电源端与所述充电电路3连接。

需要说明的是，如图1所示，在第一个周期中，当rf_in为负时，v1＝-vrf，n2输出电压vg2为高电平，m1的源端为0v，m2的源端为0v，使m1导通，m2截止，c1得到充电，此时c1两端电压差为vrf-von。当rf_in为正时，由于电容两端电压不能突变，所以v1抬高为2vrf-von，由于v3也被抬高为vrf，导致vg2为低电平，使得m1截止，m2导通，v2＝2(vrf-von)。

以此类推，在第二个周期中，当rf_in为负时，v1＝-von，v3＝-vrf，且vg2为高电平，vg1为高电平，使得m1和m3导通，m2和m4截止，v3＝v2-von＝2vrf-3von，c3得到充电，此时c3两端电压为2vrf-3von+vrf＝3vrf-3von。当rf_in为正时，vg2为低电平，vg1为低电平，m1和m3截止，m2和m4导通，v3被抬高到4vrf-3von，因此vref_out＝v3-von＝4vrf-4von。

进一步地，如图1所示，所述充电电路3包括第五mos管m5、第六mos管m6、第七mos管m7、第八mos管m8、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7和第八电容c8；

所述第五mos管m5的漏极和栅极分别接地，所述第五mos管m5的源极通过所述第五电容c5与所述射频电压输入端rf_in连接；所述第六mos管m6的漏极、栅极分别与所述第五mos管m5的源极连接，所述第六mos管m6的源极分别与第一反相器n1的电源端、所述第六电容c6的一端连接，所述第六电容c6的另一端接地；所述第七mos管m7的漏极、栅极分别与所述第五mos管m5的源极连接，所述第六mos管m6的源极与所述射频电压输入端rf_in连接；所述第八mos管m8的漏极、栅极分别与所述第七mos管m7的源极连接，所述第八mos管m8的源极分别与所述第二反相器n2的电源端、所述第八电容c8的一端连接，所述第八电容c8的另一端接地。

进一步地，所述第五mos管、所述第六mos管、所述第七mos管和所述第八mos管分别为nmos管。

需要说明的是，该供电电路与现有技术中电荷泵的前端电路类似，但该供电电路采用nmos管代替二极管来适应cmos工艺。供电电路取两个节点的电压输出vbias_1，vbias_2来作为两个反相器的供电电压。其中，如图2所示，vbias1和vbias2分别表示vg1和vg2能达到的最大值，vbias1和vbias2可以一直认为是固定值。

进一步地，每一所述mos管均采用单独的阱，且每一所述mos管的衬底与其栅极连接。

需要说明的是，本实施例中的每个mos管均可以采用单独的阱，pmos管用单独n阱，nmos管可以用深n阱工艺产生单独的p阱。这样一来，全部的mos管的衬底都可以接不一样的电平，然后将每一mos管的衬底连接到其栅极，从而将mos管的衬底等效为第二个gate端，进一步降低mos管的导通电阻。

本发明实施例采用mos管作为电荷泵的导通器件，通过控制mos管的导通和截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出，而mos管的驱动电压较大，使得mos管在导通时电阻较小，导通电压较小，从而降低电荷泵的电压损耗，提高电荷泵的升压效率，加快启动速度。

相应的，本发明还提供一种电荷泵的启动方法，能够应用于上述电荷泵中。

参见图3，是本发明提供的电荷泵的启动方法的一个实施例的流程示意图，包括：

s1、充电电路向反相器电路提供稳定的直流电源；

s2、所述反相器电路向mos管升压电路输出高低电平，以控制所述mos管升压电路中mos管的导通或截止；

s3、所述mos管升压电路通过mos管的导通或截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出。

本发明实施例采用mos管作为电荷泵的导通器件，通过控制mos管的导通和截止，将输入的射频电压转换为高直流电压输出，而mos管的驱动电压较大，使得mos管在导通时电阻较小，导通电压较小，从而降低电荷泵的电压损耗，提高电荷泵的升压效率，加快启动速度。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。