离网逆变电路启动中MMC子模块电容电压静态均衡控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，具体而言，涉及一种离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法。

背景技术

模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter,mmc)因其具有模块化程度高、扩展性强、输出电能质量高、电压谐波含量少、电压畸变率小等优点，近几年受到国内外学者与工程师的广泛关注，尤其在高压直流输电(hvdc)领域，关于mmc的研究成果颇丰，同时在国内外一些示范工程中已得到应用。另外，随着对mmc结构的逆变电路的研究不断深入，对将来可能应用于电能质量治理、大功率变频调速系统、储能系统等具有借鉴意义。

基于模块化多电平换流器(mmc)结构的逆变电路在正常运行之前，首先亟需解决预启动过程中mmc子模块电容电压静态均衡问题。目前对于mmc结构的离网型逆变电路预启动均未考虑如下情况：由于子模块的电容参数存在误差(一般误差值不超过±20％)而引起预充电完成时mmc子模块的电容电压不一致的问题，所以当逆变电路投入正常运行瞬间，直流侧仍然会出现较大的浪涌电流，从而影响mmc系统的安全以及不利于正常运行过程中mmc子模块中电容的电压均衡控制。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法，以解决由于mmc子模块的电容参数误差而引起预充电完成时mmc子模块的电容电压不一致的问题，以避免逆变电路投入正常运行时直流侧会出现较大的浪涌电流的问题，从而避免影响mmc系统的安全以及不利于正常运行过程中mmc子模块的电容的电压均衡控制等问题。

为实现上述目的，本发明实施例采用如下技术方案：

一种离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法，该控制方法包括以下步骤：

步骤一：控制三相逆变电路中每一个mmc子模块中的开关管(vt1)开通、开关管(vt2)关断，以使所有的电容(c)处于充电状态；

步骤二：断开直流开关以使直流母线电压通过限流电阻(r0)施加于所有的电容(c)，断开交流开关以切断与交流负载的连接，以对所有的mmc子模块的电容(c)同时进行不控预充电，其中，不控预充电的时间为第一预设时长；

步骤三：接入直流母线电压，通过限流电阻(r0)对三相逆变电路中的电容(c)进行可控预充电，其中，该可控预充电的时间为第二预设时长，且包括以下子步骤：

通过电压传感器采集所有mmc子模块的电容(c)的当前电压值，将每一相的各mmc子模块按照对应的当前电压值从小到大进行排序并分为两组，其中，三相逆变电路中任意一相电路的所有电容(c)的数量为2n，当前电压值较小的n个mmc子模块为低电压组，当前电压值较大的n个mmc子模块为高电压组；

控制低电压组的mmc子模块处于投入状态，使得对应的电容(c)处于充电状态，即低电压组中的所有mmc子模块的开关管(vt1)开通、开关管(vt2)关断，控制高电压组的mmc子模块处于切除状态，切除对应的电容(c)充电，即高电压组中的所有mmc子模块的开关管(vt1)关断、开关管(vt2)开通；

接入直流母线电压，通过限流电阻(r0)对三相逆变电路中每一相的低电压组的n个mmc子模块的电容(c)进行充电；

按照一定的周期或频率重复执行上述各子步骤，以使经过第二预设时长的可控预充电后所有mmc子模块的电容(c)的当前电压值属于预设范围内，其中，所述预设范围为udc为直流母线电压，ε为电容的电压波动系数，且0<ε<1；

步骤四：控制所有mmc子模块的开关管(vt1)开通、开关管(vt2)关断，以使各电容(c)处于充电状态；

步骤五：闭合直流开关和交流开关，以切除限流电阻(r0)，并接入交流负载；

步骤六：启动逆变工况程序，使系统进入正常工作状态，系统整体启动完成。

在本发明实施例较佳的选择中，在上述离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法中，计算第一预设时长的公式包括：

(初始条件为:

其中，取t0为需要计算的第一预设时长，时间常数为τref＝r0·ceq_ref，等效电容为ceq_ref，t为响应时间，不控预充电等效电路的电压响应为电流响应为mmc子模块的电容的电压响应为cref为电容标称值。

在本发明实施例较佳的选择中，在上述离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法中，计算第二预设时长的公式包括：

其中，取mmc子模块的电容的电压初始值取为t-t0为需要计算的第二预设时长，t0为第一预设时长，cref为电容标称值，t0为不控充电完成时的时间，t为响应时间，等效电容为c”eq，时间常数τ”＝r0·c”eq，电压响应为电流响应为mmc子模块的电容电压响应为uc”(t)。

本发明提供的离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法，通过将对电容的充电分为不控预充电阶段和可控预充电阶段，并在可控预充电阶段根据电容的当前电压值进行充电控制，可以避免各电容因参数不一致而在预充电完成后导致各电容的电压不一致的问题，从而避免逆变控制电路在进行逆变工作时因直流侧会出现较大的浪涌电流的问题，进而避免影响mmc系统的安全以及不利于正常运行过程中mmc子模块的电容的电压均衡控制等问题。并且，该方法中控制算法简单，易于实现。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

图1是基于mmc的逆变电路启动控制系统主电路拓扑图；

图2是mmc系统子模块电容在不控预充电阶段的等效电路，(a)是预充电过程等效电路；(b)是rc一阶零状态响应电路；

图3是mmc系统子模块电容在可控预充电阶段的等效电路，(a)是预充电过程等效电路；(b)是rc一阶全响应电路；

图4是基于mmc的逆变电路a相所有子模块电容电压波形；

图5是基于mmc的逆变电路直流侧电流波形；

图6是基于mmc的逆变电路交流侧负载a相电压波形；

图7是基于mmc的逆变电路交流侧负载a相电流波形。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为只是或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

如图1所示，本发明实施例提供了一种基于mmc结构的离网型逆变电路充电控制系统主电路拓扑图。其中，三相逆变电路的每一相由上下两个桥臂组成，每个桥臂有n个mmc子模块smij、一个桥臂电感larm。

每个mmc子模块smij是由两个开关管vt1和vt2串联，同时各自反并联一个电力二极管vd1和vd2，之后再并联一个电容c组成的半桥结构。三相逆变电路的直流侧通过直流开关的直流触点km1与直流母线电压连接，并且，该直流触点km1为常开触点，且并联有限流电阻r0。并且，三相逆变电路的交流侧通过交流开关的三个交流触点km2与交流负载(等效电阻r、等效电感l)连接，且三个交流触点km2为常开触点。

在三相逆变电路中，mmc子模块smij有两种工作状态，分别为：投入状态、切除状态。其中，在投入状态时，开关管vt1开通、开关管vt2关断。在切除状态时，开关管vt1关断、开关管vt2开通。

本发明实施例提供的一种离网逆变电路启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法，该控制方法可以包括以下步骤：

步骤一：控制三相逆变电路中每一个mmc子模块中的开关管vt1开通、开关管vt2关断，以使所有的电容c处于充电状态；

步骤二：断开直流开关以使直流母线电压通过限流电阻r0施加于所有的电容c，断开交流开关以切断与交流负载的连接，以对所有的mmc子模块的电容c同时进行不控预充电，其中，不控预充电的时间为第一预设时长；

步骤三：接入直流母线电压，通过限流电阻r0对三相逆变电路中的电容c进行可控预充电，其中，该可控预充电的时间为第二预设时长，且包括以下子步骤：

通过电压传感器采集所有mmc子模块的电容c的当前电压值，将每一相的各mmc子模块按照对应的当前电压值从小到大进行排序并分为两组，其中，三相逆变电路中任意一相电路的所有电容c的数量为2n，当前电压值较小的n个mmc子模块为低电压组，当前电压值较大的n个mmc子模块为高电压组；

控制低电压组的mmc子模块处于投入状态，使得对应的电容c处于充电状态，即低电压组中的所有mmc子模块的开关管vt1开通、开关管vt2关断，控制高电压组的mmc子模块处于切除状态，切除对应的电容c充电，即高电压组中的所有mmc子模块的开关管vt1关断、开关管vt2开通；

接入直流母线电压，通过限流电阻r0对三相逆变电路中每一相的低电压组的n个mmc子模块的电容c进行充电；

按照一定的周期或频率重复执行上述各子步骤，以使经过第二预设时长的可控预充电后所有mmc子模块的电容c的当前电压值属于预设范围内，其中，所述预设范围为udc为直流母线电压，ε为电容的电压波动系数，且0<ε<1；

步骤四：控制所有mmc子模块的开关管vt1开通、开关管vt2关断，以使各电容c处于充电状态；

步骤五：闭合直流开关和交流开关，以切除限流电阻r0，并接入交流负载；

步骤六：启动逆变工况程序，使系统进入正常工作状态，系统整体启动完成。

在上述各步骤中，步骤一和步骤二为不控预充电阶段。其中，不控预充电时间(即第一预设时长)可以通过计算得到。详细地，由步骤一可知，在不控预充电阶段，所有mmc子模块都处于投入状态，也就是说，每一相的2n个电容同时进行充电。根据这一工作过程可以建立充电时的等效电路如图2(a)所示，每个mmc子模块的电容值为cij，为了简化分析，忽略桥臂电感larm的影响，则图2(a)总的等效电容为ceq，每相的等效电容为cj，其计算公式为：

ceq＝∑cj(j＝a,b,c)(1)

cij＝cref±δcij(i＝1,2,3,…,2n；j＝a,b,c)(3)

其中，cref为电容标称值，δcij为电容的误差值，i为正在充电的mmc子模块，j为三相逆变电路的某一相，j＝a,b,c。

根据上述等效电容，则充电的过程可以等效为rc一阶零状态响应电路，如图2(b)所示，其电压响应为电流响应为其中，udc为直流母线电压，时间常数τ＝r0·ceq，为rc一阶电路的时间常数，t为响应时间。因为此时mmc系统每相的电流精确求解比较困难，导致每个mmc子模块的电容电压不容易求解，所以作以下简化处理。

由于不控预充电过程完成时，直接转入可控预充电阶段，并不直接参与系统正常逆变的切换，其充电时间的长短，不会对系统的安全性能造成影响，因此，其充电时间选取可以进行简化计算，选择一个相对合理的不控预充电时间。由上述可知，不控预充电过程可等效为rc一阶零状态响应电路。因此，可将所有mmc子模块的电容值取为标称值，计算出一个较为接近真实值的预充电时间。此时，时间常数记为τref＝r0·ceq_ref，等效电容为ceq_ref，电压响应为电流响应为电容的电压响应为具体响应计算公式如下：

(初始条件为:

通过上述分析计算，可以得到第一预设时长，也就是步骤一和步骤二中不控预充电的持续时间，通过该持续时间可以使在不控预充电完成后每一个电容的当前电压值接近或等于udc/2n。

在上述各步骤中，步骤三为可控预充电阶段，持续时间为可控预充电时长(即第二预设时长)。在经过多次的可控预充电之后，各mmc子模块的电容的电压值接近udc/n。

其中，第二预设时长可以通过计算得到。详细地，由步骤三可知，三相逆变电路中每相共有2n个mmc子模块参与排序，但是任意时刻每相只有n个mmc子模块(三相mmc子模块同时充电，共有3n个子模块)处于投入状态而进行充电，这样就保证了处于充电状态的电容的电压相对有较好一致性。并且，对mmc子模块排序次数越多，各电容的电压一致性越好。根据这一工作过程可以建立预充电时的等效电路如图3(a)所示，每个mmc子模块的电容值为cij，其值仅与2n个mmc子模块中的n个mmc子模块的电容值有关。为了简化分析，忽略桥臂电感larm的影响。则图3(a)总的等效电容为c'eq，每相的等效电容为c'j，其计算公式为：

c'eq＝∑c'j(j＝a,b,c)(8)

cij＝cref±δcij(i＝1,2,3,…,n；j＝a,b,c)(10)

其中，n为正在进行充电的子模块数量。

根据上述等效电容，则充电的过程可以等效为rc一阶全响应电路，如图3(b)所示，其电压响应为电流响应为电容的电压初值其中，udc为直流母线电压，t0为不控充电完成时的时间，时间常数τ'＝r0·c'eq，为rc一阶电路的时间常数，t为响应时间。

由上述可知，充电过程可等效为rc一阶全响应电路，则使等效电容电压充电接近直流侧电压udc，其充电时间的长短由时间常数τ和二者接近的程度共同决定。为了较为快速地求出每个mmc子模块的电容电压和保证所有mmc子模块电容充电的时间较为充分，再进一步简化分析，对所有mmc子模块的电容值取最大极限值为c”＝1.2cref，mmc子模块的电容电压初始值取为此时，rc一阶全响应的时间常数会增大，时间常数记为τ”＝r0·c”eq，等效电容为c”eq，电压响应为电流响应为mmc子模块的电容电压响应为uc”(t)，具体响应计算公式如下：

根据上式可知充电时间越长，mmc子模块的电容电压越接近正常工作时的电压，但是实际中充电时间不可能太长。根据正常运行时的mmc系统分析，mmc子模块的电容由于一直处于充电、放电两种状态，则电容电压处于波动状态，其电容电压波动系数为ε(0<ε<1)，该值在系统主电路参数设计时，就已经确定。则mmc子模块电容电压波动范围为因此mmc子模块的电容上的电压至少应该达到定义m为充电时间系数，设t-t0＝mτ”，则mmc子模块的电容电压为则可进一步得到：

m＝-ln2ε(15)

因此，确保给每相n个mmc子模块(三相mmc子模块同时充电，共有3n个子模块)的电容充电时间应该大于mτ”。τ”的大小与限流电阻r0选取和等效电容c'e'q有关。当mmc子模块的电容c”的值固定时，r0的值越大，则τ”越大，mmc子模块的电容电压达到所需的时间越长，其带来的好处是mmc子模块的电容在预充电阶段直流侧的电流尖峰值越小。当τ″值一定时，ε越小，则m值越大，mmc子模块的电容电压达到所需的时间越长，mmc子模块的电容电压越接近udc/n，则mmc系统从预充电阶段切换到正常逆变时的浪涌电流尖峰值就越小。根据直流母线电压的大小以及每相mmc子模块的具体数量，综合考虑选择合适的的限流电阻r0和m值，在尽可能短的充电时间内，使mmc子模块的电容电压接近udc/n。

可选地，在步骤三中进行高电压组和低电压组的划分的周期或频率可以根据实际应用需求进行设置。并且，该周期或频率决定了预充电阶段开关管的开关频率，为便于对开关管的散热器进行设计，预充电阶段开关管的开关频率应该不超过正常逆变工况时开关管的开关频率。

其中，在进行可控预充电的过程中，若对mmc子模块的电容电压和三相逆变电路直流侧的纹波要求较低时，上述进行排序的划分的频率可以较小，以降低开关管在预充电阶段的功率损耗，并降低进行控制工作的控制器的计算量。

进一步地，本实施例还提供一种应用示例，在该示例中，直流母线电压udc＝1000v，限流电阻r0＝50ω，桥臂电感larm＝5mh，电容标称值cref＝2mf，电容电压的纹波系数为ε≤5％，误差值δc极限值为标称值的±20％，则电容的取值范围为：1.6mf≤(cref+δc)≤2.4mf，所有mmc子模块的电容值在此范围内随机取值，各桥臂子模块数n＝4，交流负载电阻r＝50ω，交流负载电感l＝15mh，启动阶段mmc子模块根据电容电压排序的频率为100hz，mmc系统切换至正常逆变工况时，采用载波移相调制策略进行控制(当然，载波层叠调制策略、最近电平逼近调制策略也适用)，其负载侧电压波形是五电平的输出结果。

根据上述参数计算可知，不控预充电完成时，mmc子模块的电容电压在参考电压uref_n＝125v附近。可控预充电完成时，其电压接近参考电压uref_2n＝250v。依据上述参数仿真可得到，在正常逆变工况工作时的mmc子模块的电容电压波动范围为：245v≤ucref≤255v，则mmc子模块的电容电压波动系数ε＝2％，符合mmc子模块的电容电压的纹波系数ε≤5％的要求，则可计算得到充电时间系数m＝3.219。在mmc子模块的电容存在误差的情况下，不控预充电阶段，根据上述分析可计算得到此时mmc系统充电时间常数τref＝0.0375s，则不控预充电完成时，mmc子模块的电容电压达到0.95uref_n，所需时间t0＝0.12s。可控预充电阶段，根据上述分析可计算得到此时mmc系统充电时间常数τ”＝0.09s，则可控预充电完成时，给n个mmc子模块(三相mmc子模块同时充电，共有3n个子模块)完成充电所需时间t-t0＝0.290s，则给所有mmc子模块充电完成所需时间为2(t-t0)＝0.58s。由于充电时间越长，mmc子模块的电容电压越接近udc/n，mmc系统由预充电阶段切换至正常逆变工况时的直流侧电流、桥臂浪涌电流和mmc模块的电容电压的波动越小。同时考虑到开关管开通与关断也需要一定的时间，则取可控预充电阶段mmc子模块的电容充电时间为0.68s，则mmc系统总的充电时间为t＝0.8s，在0.8s处切换使mmc系统进入正常逆变工况运行。

综上所述，本发明提供的离网逆变电路预启动中mmc子模块电容电压静态均衡控制方法，通过将对电容的充电分为不控预充电阶段和可控预充电阶段，并在可控预充电阶段根据电容的当前电压值进行充电控制，可以避免各电容因参数不一致而在预充电完成后导致各电容的电压不一致的问题，从而避免逆变控制电路在进行逆变工作时因直流侧会出现较大的浪涌电流的问题，进而避免影响mmc系统的安全以及不利于正常运行过程中mmc子模块的电容的电压均衡控制等问题。并且，该方法中控制算法简单，易于实现。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。