双电机驱动控制装置及方法与流程

本发明涉及电力电子
技术领域：
，具体地，涉及双电机驱动控制装置及方法。
背景技术：
在很多工业领域的应用中，例如：石油开采、电动/混合动力汽车、航空航天、家电等，常常需要对二台电机进行高性能的独立控制。但是，典型的单逆变器拓扑，即三桥臂二电平逆变器，很难满足这些需求，为此，很多学者开始研究能够满足此需求的逆变器拓扑，从而减小系统的体积，降低系统成本。图1所示的是传统四桥臂拓扑结构示意图，图1中的整流桥采用单相不控整流，由4个二极管d1～d4组成，直流母线电容采用两个电解电容cdc1和cdc2串联的形式；逆变桥使用四个桥臂，由8个igbt(s1～s8)构成，用来驱动两台电机m1和m2。两台电机m1和m2可以是同步电机或者异步电机，两台电机的a、b两相各自连接一个桥臂，两台电机的c相都连接在直流母线电容中点，可以看成是两个传统三相四开关逆变器共用直流母线电容。传统四桥臂拓扑驱动的两台电机的直流电压利用率最高只能达到50％，限制了电机的调速范围和负载转矩，且由于整流桥使用的是不控整流，所以网侧电流谐波较大，网侧功率因数较低。技术实现要素：针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种双电机驱动控制装置及方法。第一方面，本发明提供的一种双电机驱动控制装置，包括：半控整流电路、四桥臂逆变电路、第一电机、第二电机，以及控制电路；所述半控整流电路的输入端与网测电源的输出端电连接，所述半控整流电路的输出端与所述四桥臂逆变电路的输入端电连接；其中：所述半控整流电路，用于根据所述控制电路输出的第一控制信号，将交流电转换为直流电后输送给四桥臂逆变电路；所述四桥臂逆变电路，用于根据所述控制电路输出的第二控制信号，驱动第一电机和第二电机；所述控制电路，用于输出第一控制信号，以控制所述半控整流电路中的可控器件的开通或者关断；以及输出第二控制信号，以控制所述四桥臂逆变电路中的可控器件的开通或者关断。可选地，所述可控器件包括：场效应晶体管、功率开关管、绝缘栅双极型晶体管、继电器中的任一种器件。可选地，所述半控整流电路包括：输入电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容；其中：所述输入电感的一端连接网测电源的第一端，所述输入电感的另一端分别连接第一二极管的正极、第二二极管的负极，所述第一二极管的负极分别连接第一开关管的第一端、第一电容的一端；所述第一开关管的第二端分别连接电网测电源的第二端、第二开关管的第一端，所述第一电容的另一端连接第二电容的一端；所述第二电容的另一端、第二开关管的第二端均连接至所述第二二极管的正极，所述第二二极管的负极连接至所述输入电感的另一端；所述第一开关管、第二开关管的控制端分别连接至所述控制电路的第一输出端、第二输出端。可选地，所述四桥臂逆变电路包括：第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管；其中：所述第一晶体管的集电极、第三晶体管的集电极、第五晶体管的集电极、第七晶体管的集电极相连，并构成所述四桥臂逆变电路的输入端的一端；所述第一晶体管的发射极与所述第二晶体管的集电极相连，所述第三晶体管的发射极与所述第四晶体管的集电极相连，第五晶体管的发射极与所述第六晶体管的集电极相连，第七晶体管的发射极与所述第八晶体管的集电极相连；所述第二晶体管的集电极、第四晶体管的集电极、第六晶体管的集电极、第八晶体管的发射极相连，并构成所述四桥臂逆变电路的输入端的另一端；所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管的栅极分别连接至所述控制电路的第三输出端、第四输出端、第五输出端、第六输出端、第七输出端、第八输出端、第九输出端、第十输出端。可选地，所述第一电机的a相电源输入端连接至第一电容的另一端，所述第一电机的b相电源输入端连接至第一晶体管的发射极，所述第一电机的c相电源输入端连接至第二晶体管的发射极；所述第二电机的a相电源输入端连接至第一电容的另一端，所述第二电机的b相电源输入端连接至第三晶体管的发射极，所述第二电机的c相电源输入端连接至第四晶体管的发射极。第二方面，本发明提供一种双电机驱动控制方法，应用在如第一方面中任一项所述的双电机驱动控制装置中，所述方法包括：根据第k个周期的网侧电压计算出第k+1个周期时的网侧电流；其中，k为大于0的自然数；将所述第k+1个周期时的网侧电流和网侧电流参考值作为控制电路中电流滞环控制模块的输入，得到所述控制电路的第一控制信号。可选地，所述根据第k个周期的网侧电压计算出第k+1个周期时的网侧电流的计算公式如下：在一个采样周期ts内将uin离散化，得到：由于采用周期ts非常短，将uin(k)代替uin(k+1)，得到：iin(k+1)＝(liniin(k)+tsuin(k)-tsudc(k+1))/(rints+lin)式中：uin是网侧电压，rin是网侧线路中电阻，lin是网侧输入电感，iin是网侧电流，udc是直流母线电压，uin(k)是第k个周期的网侧电压，iin(k)第k个周期的网侧电流，iin(k+1)第k+1个周期的网侧电流，udc(k+1)第k+1个周期的直流母线电压，ts是采样周期。与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：本发明提供了一种双电机驱动控制装置及方法通过设置半控整流电路、四桥臂逆变电路以及控制电路，实现对网侧电源的转换，通过控制电路输出第一控制信号，以控制半控整流电路中的可控器件的开通或者关断；以及输出第二控制信号，以控制四桥臂逆变电路中的可控器件的开通或者关断。从而提高电机的直流母线电压，并通过对整流桥的控制来减小网侧电流谐波，有效提高了网侧功率因数。附图说明通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：图1为传统四桥臂拓扑结构的示意图；图2为本发明实施例提供的双电机驱动控制装置的拓扑结构示意图；图3为控制电路中电流滞环控制模块的原理框图；图4为未滤波的网侧电流示意图；图5为网侧电流fft分析结果示意图；图6为网侧电压波形示意图；图7为电机m1的转速波形示意图；图8为电机m2的转速波形示意图；图9为电机m1的三相电流波形示意图；图10为电机m2的三相电流波形示意图。具体实施方式下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。图1为传统四桥臂拓扑结构的示意图，图1中的整流桥采用单相不控整流，由4个二极管d1～d4组成，直流母线电容采用两个电解电容cdc1和cdc2串联的形式；逆变桥使用四个桥臂，由8个igbt(s1～s8)构成，用来驱动两台电机m1和m2。两台电机m1和m2可以是同步电机或者异步电机，两台电机的a、b两相各自连接一个桥臂，两台电机的c相都连接在直流母线电容中点，可以看成是两个传统三相四开关逆变器共用直流母线电容。传统四桥臂拓扑驱动的两台电机的直流电压利用率最高只能达到50％，限制了电机的调速范围和负载转矩，且由于整流桥使用的是不控整流，所以网侧电流谐波较大，网侧功率因数较低。针对现有技术中存在的问题，本发明提供了一种双电机驱动控制装置，所述装置包括：半控整流电路、四桥臂逆变电路、第一电机、第二电机，以及控制电路；所述半控整流电路的输入端与网测电源的输出端电连接，所述半控整流电路的输出端与所述四桥臂逆变电路的输入端电连接；其中：所述半控整流电路，用于根据所述控制电路输出的第一控制信号，将交流电转换为直流电后输送给四桥臂逆变电路；所述四桥臂逆变电路，用于根据所述控制电路输出的第二控制信号，驱动第一电机和第二电机；所述控制电路，用于输出第一控制信号，以控制所述半控整流电路中的可控器件的开通或者关断；以及输出第二控制信号，以控制所述四桥臂逆变电路中的可控器件的开通或者关断。需要说明的是，本实施例中的可控器件可以采用场效应晶体管、功率开关管、绝缘栅双极型晶体管、继电器等中的任一种器件。具体地，以缘栅双极型晶体管igbt为例，进行详细说明。图2为本发明实施例提供的双电机驱动控制装置的拓扑结构示意图，如图2所示，半控整流电路包括：输入电感lin、第一二极管d1、第二二极管d2、第一开关管s9、第二开关管s10、第一电容cdc1、第二电容cdc2；其中：所述输入电感lin的一端连接网测电源的第一端，所述输入电感lin的另一端分别连接第一二极管d1的正极、第二二极管d2的负极，所述第一二极管d1的负极分别连接第一开关管s9的第一端、第一电容cdc1的一端；所述第一开关管s9的第二端分别连接电网测电源的第二端、第二开关管s10的第一端，所述第一电容cdc1的另一端连接第二电容cdc2的一端；所述第二电容cdc2的另一端、第二开关管s10的第二端均连接至所述第二二极管d2的正极，所述第二二极管d2的负极连接至所述输入电感lin的另一端；所述第一开关管、第二开关管的控制端分别连接至所述控制电路的第一输出端、第二输出端。所述四桥臂逆变电路包括：第一晶体管s1、第二晶体管s2、第三晶体管s3、第四晶体管s4、第五晶体管s5、第六晶体管s6、第七晶体管s7、第八晶体管s8；其中：所述第一晶体管s1的集电极、第三晶体管s3的集电极、第五晶体管s5的集电极、第七晶体管s7的集电极相连，并构成所述四桥臂逆变电路的输入端的一端；所述第一晶体管s1的发射极与所述第二晶体管s2的集电极相连，所述第三晶体管s3的发射极与所述第四晶体管s4的集电极相连，第五晶体管s5的发射极与所述第六晶体管s6的集电极相连，第七晶体管s7的发射极与所述第八晶体管s8的集电极相连；所述第二晶体管s2的集电极、第四晶体管s4的集电极、第六晶体管s6的集电极、第八晶体管s8的发射极相连，并构成所述四桥臂逆变电路的输入端的另一端；所述第一晶体管s1、第二晶体管s2、第三晶体管s3、第四晶体管s4、第五晶体管s5、第六晶体管s6、第七晶体管s7、第八晶体管s8的栅极分别连接至所述控制电路的第三输出端、第四输出端、第五输出端、第六输出端、第七输出端、第八输出端、第九输出端、第十输出端。所述第一电机的a相电源输入端连接至第一电容cdc1的另一端，所述第一电机的b相电源输入端连接至第一晶体管s1的发射极，所述第一电机的c相电源输入端连接至第三晶体管s3的发射极；所述第二电机的a相电源输入端连接至第一电容cdc1的另一端，所述第二电机的b相电源输入端连接至第五晶体管s5的发射极，所述第二电机的c相电源输入端连接至第七晶体管s4的发射极。本实施例，通过设置半控整流电路、四桥臂逆变电路以及控制电路，实现对网侧电源的转换，通过控制电路输出第一控制信号，以控制半控整流电路中的可控器件的开通或者关断；以及输出第二控制信号，以控制四桥臂逆变电路中的可控器件的开通或者关断。从而提高电机的直流母线电压，并通过对整流桥的控制来减小网侧电流谐波，有效提高了网侧功率因数。本发明实施例还提供一种双电机驱动控制方法，应用在上所述的双电机驱动控制装置中，所述方法包括：步骤1：根据第k个周期的网侧电压计算出第k+1个周期时的网侧电流；其中，k为大于0的自然数。本实施例中，根据第k个周期的网侧电压计算出第k+1个周期时的网侧电流的计算公式如下：在一个采样周期ts内将uin离散化，得到：由于采用周期ts非常短，将uin(k)代替uin(k+1)，得到：iin(k+1)＝(liniin(k)+tsuin(k)-tsudc(k+1))/(rints+lin)式中：uin是网侧电压，rin是网侧线路中电阻，lin是网侧输入电感，iin是网侧电流，udc是直流母线电压，uin(k)是第k个周期的网侧电压，iin(k)第k个周期的网侧电流，iin(k+1)第k+1个周期的网侧电流，udc(k+1)第k+1个周期的直流母线电压，ts是采样周期。步骤2：将所述第k+1个周期时的网侧电流和网侧电流参考值作为控制电路中电流滞环控制模块的输入，得到所述控制电路的第一控制信号。图3为控制电路中电流滞环控制模块的原理框图，如图3所示，图中udc*是直流母线电压的参考值，udc是直流母线电压的实际值，pdc*是直流母线电容上功率的参考值，pout*是逆变桥输出功率参考值，pin*是网侧输入功率参考值，1/rms(uin)是网侧电压uin一个周期内的有效值，rms(iin*)是网侧电流一个周期内的有效值的参考值，iin*是网侧电流的参考值。直流母线电压给定为负载所需大小udc*，udc*与实际的直流母线电压udc相减经过pi环节输出直流母线电容上功率的参考值pdc*，与逆变桥输出功率参考值pout*相加得到网侧输入功率参考值pin*，乘上1/rms(uin)即可得到rms(iin)*，乘以sin(ωt)可得iin*。其中，网侧电压uin＝√2*rms(uin)*sin(ωt)，网侧电流的参考值iin*与网侧电压实际值uin是同相位的，所以如果系统产生的iin实际值能够跟随iin*，则网侧电流谐波会较小，且功率因数会接近于1。pout*＝1.5(ud*id*+uq*iq*)+t*n*/9.55，pout*是由电机m1的参考输入功率和电机m2的参考输入功率两部分构成，ud*是电机m1的直轴电压分量参考值，uq*是电机m1的交轴电压分量参考值，id*是电机m1的直轴电流分量参考值，iq*是电机m1的交轴电流分量参考值，t*是电机m2的负载转矩，n*是电机m2的参考转速。另外udc*不宜太大，否则会使得开关管耐压增大，从而增加成本，所以需要根据实际负载需求调节udc*并留有一定的裕量。将iin*和iin(k+1)输入到switchingstateselection模块(开关状态选择模块)，然后使用电流滞环控制输出s9和s10的pwm波。本发明经过仿真验证，证明可行。采用的网侧电压为50hz、幅值为311v正弦波，各硬件参数分别如下：输入电感l为1mh，电容组选用两个1000μf进行串联，开关器件为1200v，40a的igbt，开关频率设置为10khz。表1、表2为电机m1、m2的参数。表1电机m1参数类型内置式相电阻rs2.5ωψf0.1wb额定转矩tn0.8n.m额定转速n5400rpm极对数p2ld0.0087hlq0.0175h表2电机m2参数电机m1采用最大转矩电流比(mtpa)矢量控制，转速给定采用斜坡增加的方式最终稳定在额定转速5400rpm，负载转矩为额定转矩0.8n.m；电机m2采用vf控制，转速给定为以斜坡增加最终稳定在额定1500rpm，负载转矩为额定转矩5n.m。网侧电流波形如图4所示，对网侧电流做傅里叶分析如图5所示，网侧电压跟踪波形如图6所示。电机m1的转速跟踪波形如图7所示，电机m2的转速跟踪波形如图8所示，电机m1的三相电流波形如图9所示，电机m2的三相电流波形如图10所示。由图4～图5可知，网侧电流波形较为正弦且谐波含量较小；由图6可知，在两台电机运行稳定后，网侧电压波形大概能被稳定在410v左右。由图7～图10可知，在改进的双电机逆变器的控制下，两台电机都能够很好地跟随给定转速，且各自的三相电流比较对称，具有良好的静态性能。以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。当前第1页12