一种级联H桥APF直流侧电容均压控制方法与流程

本发明属于电力系统中电能质量补偿谐波的级联有源电力滤波器(activepowerfilter，简称apf)技术领域，更具体地说涉及一种级联h桥apf直流侧电容均压控制方法。

背景技术：

由于级联拓扑结构每个h桥模块间的直流侧电容相互独立，在理想情况下apf运行时，各h桥电容电压均衡，不存在均压问题，但是在实际应用中由于系统分布式参数差异，以及调制信号死区带来的延时等原因会造成相间与相内的电压失衡。直流侧电压的失衡继而会导致apf输出电压的阶梯电平差异，增大输出电压的畸变率，如果没有相关抑制措施，输出侧电压的畸变会引起各模块吸收功率出现非线性变化，有可能进一步加剧系统直流侧电压的失衡，最终导致apf直流侧储能电容的过压损毁。

针对级联h桥apf电容电压不平衡问题，许多学者提出了不同的均压控制方案，目前主要有硬件均压法，底层调制法和上层均压法。

硬件均压法主要通过调节并联电容的有功损耗，实现各个逆变器模块间的能量传递，进而实现各模块的均压，但是系统需要额外添加均压电路，增加了系统的成本与系统的复杂性。

底层调制法主要是通过调节功率器件的pwm调制信号，以达到调节模块直流侧电压的目的。目前主要有两种底层调制法：采用脉冲循环实现模块功率均衡的方法和采用空间矢量调制法。前者需要较高的开关频率才能实现该均压算法，因此不适用于大容量apf系统；后者由于调制矢量过多，空间矢量的扇区判断，各种最小开关频率组合以及冗余矢量选择等大量运算大大增加了控制系统的复杂性。

上层均压控制方案在调制策略的基础上通过改变各模块输出电压来调整模块的输入有功功率，实现每个模块的电压调整。目前这类方法主要有移相平衡法。该方法主要通过h桥输出电压波形的移相，改变电流与电压相位关系，从而调整各h桥模块吸收的有功功率，实现各h桥的电压调节功能。

技术实现要素：

本发明的目的在于，针对级联h桥apf直流侧电容电压不平衡问题，提出一种级联h桥apf直流侧电容均压控制方法，采用分层控制，可以使相间电压控制器与相间均压控制器相互配合，有效提高了系统的响应速度和稳定性，且可实现各h桥模块电压的均衡。

本发明采取的技术方案是：一种级联h桥apf直流侧电容均压控制方法，其包括：有功电流指令控制步骤，相间均压控制步骤，相内均压控制步骤；

所述有功电流指令控制步骤具体包括：将总的直流侧电压设定值udcref与总的直流侧电容电压值做差，产生的差值经过pi控制器，获得基波有功分量id，并将所述基波有功分量id选为上层控制器的有功指令电流信号，与需要注入电网侧的基波无功分量iq经过解耦控制之后，得到指令电压信号，进而通过控制udcref实现直流侧总电压的控制；

所述相间均压控制步骤具体包括：对所述有功指令电流信号分别做clark、park变换，分解后的电流与上层控制器的有功指令电流信号叠加通过前馈解耦得到级联h桥逆变器输出电压信号，经过clark、park反变换，实现相间电压控制；

所述相内均压控制步骤具体包括：a相内均压控制步骤；b相内均压控制步骤；c相内均压控制步骤。

作为本方案的进一步优选，所述a相内均压控制步骤具体包括：设dai(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的a相第i个模块调制信号，sinθa为逆变器a相输出电流的相角的正弦值，为a相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器a相输出电流的相角的正弦值sinθa相乘，产生一个补偿分量haxi，将haxi叠加进上层控制器的a相调制信号va中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为本方案的进一步优选，所述b相内均压控制步骤具体包括：设dbi(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的b相第i个模块调制信号,sinθb为逆变器b相输出电流的相角的正弦值，为b相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器b相输出电流的相角的正弦值sinθb相乘，产生一个补偿分量hbxi，将hbxi叠加进上层控制器的b相调制信号vb中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为本方案的进一步优选，所述c相内均压控制步骤具体包括：设dci(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的c相第i个模块调制信号,sinθc为逆变器c相输出电流的相角的正弦值，为c相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器c相输出电流的相角的正弦值sinθc相乘，产生一个补偿分量hcxi，将hcxi叠加进上层控制器的c相调制信号vc中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为本方案的进一步优选，所述相内均压控制步骤具体还包括：上层控制器控制a、b相直流侧电压与设定值之差通过外环pi控制器得到直流指令信号，c相的直流指令信号为a、b两相直流指令信号和的相反值，各相直流指令信号乘以各相电压正弦值，分别得到整流系统单位功率因数运行时所需要的三相指令电流信号。

作为本方案的进一步优选，所述a相内均压控制步骤具体还包括：最后第n个h桥模块的补偿分量设定为前n-1个模块的补偿分量之和的负值，以保证

作为本方案的进一步优选，所述相内均压控制步骤还包括：所述下层控制器控制当h桥模块直流侧电压偏低，即模块给定值与实际电压差值大于0时，叠加与补偿电流同向的补偿分量，给直流侧电容充电，使直流侧电压上升；反之，若h桥模块直流侧电压偏高，叠加与补偿电流反向的补偿分量，使直流侧电压下降。

本发明的有益效果是：第一，本发明提供的级联apf直流侧电容均压控制方法不需要额外添加均压电路，减小了系统的成本与系统的复杂性；第二，本发明提供的级联apf直流侧电容均压控制方法基于电压外环有功指令电流，相间均压调节和相内有功分量叠加共同实现三层电压控制系统，实现直流侧电压的均压；第三，本发明提供的级联apf直流侧电容均压控制方法调整各h桥模块吸收的有功功率，实现各h桥的电压调节功能；第四，本发明提供的级联apf直流侧电容均压控制方法拓扑结构简单，在实际生产中益于控制和应用。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1是本发明的优选实施例的整体方法流程图。

图2是本发明的有功电流指令控制的原理图。

图3是本发明的相间均压控制原理图。

图4是本发明的a相内均压控制原理图。

图5a是未加入三相相间均压控制的三相电压波形图。

图5b是加入三相相间均压控制的三相电压波形图。

图6a是未加入相内均压控制的级联3h桥电压波形图。

图6b是加入相内均压控制的级联3h桥电压波形图。

图7a是未加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法a相网侧电流波形图。

图7b是未加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法a相网侧电流频谱分析图。

图8a是加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法后a相网侧电流波形图。

图8b是加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法后a相网侧电流频谱分析图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1是本发明的优选实施例的整体方法流程图。本发明提出一种级联h桥apf直流侧电容均压控制方法，其特征在于，包括：有功电流指令控制步骤；相间均压控制步骤；相内均压控制步骤。

所述有功电流指令控制步骤具体包括：将总的直流侧电压设定值udcref与总的直流侧电容电压值做差，产生的差值经过pi控制器，获得基波有功分量id，并将所述基波有功分量id选为上层控制器的有功指令电流信号，与需要注入电网侧的基波无功分量iq经过解耦控制之后，得到指令电压信号，进而通过控制udcref实现直流侧总电压的控制。

所述相间均压控制步骤具体包括：对所述有功指令电流信号分别做clark、park变换，分解后的电流与上层控制器的有功指令电流信号叠加通过前馈解耦得到级联h桥逆变器输出电压信号，经过clark、park反变换，实现相间电压控制。

作为一种较佳的实施例，所述相间均压控制步骤具体还包括：上层控制器控制a、b相直流侧电压与设定值之差通过外环pi控制器得到直流指令信号，c相的直流指令信号为a、b两相直流指令信号和的相反值，各相直流指令信号乘以各相电压正弦值，分别得到整流系统单位功率因数运行时所需要的三相指令电流信号。

所述相内均压控制步骤具体包括：a相内均压控制步骤；b相内均压控制步骤；c相内均压控制步骤。

作为一种较佳的实施例，所述a相内均压控制步骤具体包括：设dai(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的a相第i个模块调制信号，sinθa为逆变器a相输出电流的相角的正弦值，为a相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器a相输出电流的相角的正弦值sinθa相乘，产生一个补偿分量haxi，将haxi叠加进上层控制器的a相调制信号va中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为一种较佳的实施例，所述b相内均压控制步骤具体包括：设dbi(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的b相第i个模块调制信号,sinθb为逆变器b相输出电流的相角的正弦值，为b相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器b相输出电流的相角的正弦值sinθb相乘，产生一个补偿分量hbxi，将hbxi叠加进上层控制器的b相调制信号vb中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为一种较佳的实施例，所述c相内均压控制步骤具体包括：设dci(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的c相第i个模块调制信号,sinθc为逆变器c相输出电流的相角的正弦值，为c相第i个模块的设定电压,udci为实际电压，下层控制器根据模块实际电压udci与设定电压的差值，经过pi控制器，然后与逆变器c相输出电流的相角的正弦值sinθc相乘，产生一个补偿分量hcxi，将hcxi叠加进上层控制器的c相调制信号vc中，即可控制h桥模块的吸收功率。

作为一种较佳的实施例，所述a相内均压控制步骤具体还包括：最后第n个h桥模块的补偿分量设定为前n-1个模块的补偿分量之和的负值，以保证

作为一种较佳的实施例，所述b相内均压控制步骤具体还包括：最后第n个h桥模块的补偿分量设定为前n-1个模块的补偿分量之和的负值，以保证

作为一种较佳的实施例，所述c相内均压控制步骤具体还包括：最后第n个h桥模块的补偿分量设定为前n-1个模块的补偿分量之和的负值，以保证

作为一种较佳的实施例，所述相内均压控制步骤还包括：所述下层控制器控制当h桥模块直流侧电压偏低，即模块给定值与实际电压差值大于0时，叠加与补偿电流同向的补偿分量，给直流侧电容充电，使直流侧电压上升；反之，若h桥模块直流侧电压偏高，叠加与补偿电流反向的补偿分量，使直流侧电压下降。

如图2是本发明的有功电流指令控制的原理图，id、iq分别为基波有功分量与基波无功分量，为总的直流侧电容电压值，udcref为总的直流侧电压设定值，两者之差经pi调节器得到调节信号id，与需要注入电网侧的无功分量iq，经解耦得到指令电压信号，进而通过控制udcref实现直流侧电压的控制。

如图3是本发明的相间均压控制原理图，a、b相直流侧电压与设定值之差通过外环pi控制器得到直流指令信号，各相直流指令信号乘以相电压正弦值，分别得到三相指令电流信号δia、δib、δic，然后对三相指令信号进行clark变换和park变换，实现有功电流和无功电流的分解，分解后的电流进入电流内环经解耦控制得到电压信号，最后使电压信号经过park反变换与clark反变换得到级联apf的调制信号。

图4是本发明的a相内均压控制原理图，dai(i＝1,2,…,n)为上层控制器传输的a相每个h桥调制信号，sinθa为逆变器a相输出电压同相位的正弦值，是a相直流侧电压的总和作为相内均压的设定值，udci(i＝1,2,…,n-1)为a相第i个模块的直流侧电压，与udci(i＝1,2,…,n-1)的差值与sinθa相乘得到补偿分量haxi(i＝1,2,…,n-1)，并利用求出最后第n个h桥模块的补偿分量haxn。将haxi(i＝1,2,…,n)叠加进上层控制器a相调制信号va中，即可控制模块的吸收功率。

图5a是未加入三相相间均压控制的三相电压波形图，图5b是使用三相相间均压控制的三相电压波形图。未添加相内均压控制时三相直流侧电压峰峰值为20v，由于星形拓扑结构下三相电压的耦合特性，导致上层控制系统调制参量中存在一种对于系统不平衡的抑制分量，进而抑制了逆变器的三相电压失衡。而使用本发明所述的相间均压控制后的三相电压波形，电压峰峰值为12v，电压波动降低，相间均压控制有一定的效果。

图6a是未加入相内均压控制的级联3h桥电压波形图，图6b是使用相内均压控制的级联3h桥电压波形图。未添加相内调制策略时部分模块由于无法从电网吸收足够的有功功率，呈现低压趋势，在电压外环控制器的控制下，表现为相内失衡，相外平衡的特性；而使用本发明所述的相内均压控制后各模块电压在200v上下波动不超过6v，相内均压控制效果良好。

图7是未加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法时a相网侧电流波形图与a相网侧电流频谱分析图。图7a为a相网侧电流波形，由于一些非线性负载等因素会使电网电流中含有大量谐波，波形发生畸变。图7b为a相网侧电流频谱分析，网侧电流中的谐波主要是奇次谐波，并且5次、7次谐波含量最多。

图8加入本发明所采取的有功电流指令控制、直流侧电压分层控制等算法后a相网侧电流波形图与a相网侧电流频谱分析图，图8a为a相网侧电流波形，网侧电流波形趋于正弦化，图8b为a相网侧电流频谱分析，网侧电流中的谐波含量很少。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

本发明未涉及部分均与现有技术相同或可采用现有技术加以实现。