一种单相全桥逆变器并联运行方法与流程

本发明涉及光伏发电、变流器控制技术领域，具体涉及一种单相全桥逆变器并联运行方法。

背景技术：

太阳能是最重要的再生能源之一，并且已经应用于大型集中光伏电站和分布式光伏发电系统中；光伏板的输出点为直流电，在光伏发电接入大电网之前需要将直流电变换为交流电，实现直流电变换为交流电的电压源逆变器是光伏发电系统中的关键部件；由于冗余性和容量管控的灵活性等方面的优势，采用公共直流母线和交流母线的单相并联逆变器相比采用单一集中式的逆变器更具有应用前景；对于在工业中广泛应用的单电感全桥逆变器，在并联运行的工况条件下，当两个全桥逆变器模块的载波信号不同步时，在两个全桥逆变器模块的无滤波电感桥臂会有短路直通问题；因此一般不能将其用于公共交流母线和公共直流母线的并联运行工况；在全桥逆变器模块两个桥臂采用分离电感的单相并网逆变器拓扑结构能够避免在并联运行过程中存在的直通问题；但是单电感和分离电感模式下并联运行变流器都可能存在环流问题，导致两全桥逆变器模块电流不平衡，有些严重情况会使得电流畸变严重。

技术实现要素：

本发明提供一种增加并网变流器的冗余性、控制的灵活性、可扩展性、在具有电路参数有误差情况下也可保持电流平衡能力的单相全桥逆变器并联运行方法。

本发明采用的技术方案是：一种单相全桥逆变器并联运行方法，包括以下步骤：

各个全桥逆变器模块的直流侧共用直流母线，交流侧输出共用交流母线；每个全桥逆变器模块交流侧滤波电感前设置一个电流传感器；

每个全桥逆变器模块具有独立的控制器；

所述电流传感器交错设置，即设置在第奇数个全桥逆变器模块的左桥臂和第偶数个全桥逆变器模块的右桥臂或第奇数个全桥逆变器模块的右桥臂和第偶数个全桥逆变器模块的左桥臂。

进一步的，所述控制器采用单极性脉冲宽度调制方法。

进一步的，所述全桥逆变器模块具有两个，其控制器控制方法如下：

其中：k为全桥逆变器模块序号，k＝1或2；uδk、kpk、kik、ilk、urk和ufk分别为第k个全桥逆变器模块的参考电压动态分量、控制器的比例参数、控制器的积分参数、给定参考电流幅值、电流传感器测量值、控制器输出的调制参考信号和参考电压稳态分量的前馈量，ω为基波角频率；

其中ufk由以下得到：

其中：uac为交流侧电压，lk1和lk2分别为第k个全桥逆变器模块的交流侧滤波电感；

通过比较调制参考信号和载波信号的大小，控制功率半导体器件的导通和关断。

本发明的有益效果是：

(1)本发明利用单极性调制的低开关损耗高波形质量特性，实现了全桥逆变器模块高效低损并联运行；

(2)本发明能避免因电路参数误差、采样误差、信号转换误差、控制器精度等引起的电流不平衡问题，保障变流系统的可靠运行；

(3)本发明无需同步信号，即可以不同步或者利用其它信号间接进行载波移相控制，该高频环流自身会得到有效抑制并不会对电流基波产生影响，无电流畸变问题。

附图说明

图1为本发明单相全桥并联逆变器主电路拓扑和配置图。

图2为本发明单个全桥逆变器逆变器的控制框图。

图3为本发明单极性调制控制原理结构示意图。

图4为电感有误差时本发明方法与传统方法电流仿真结果图。

图5为给定参考电流有误差时本发明方法与传统方法电流仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

如图1、图2、图3所示，一种单相全桥逆变器并联运行方法，包括以下步骤：

各个全桥逆变器模块的直流侧共用直流母线，交流侧输出共用交流母线；

每个全桥逆变器模块交流侧滤波电感前设置一个电流传感器；

每个全桥逆变器模块具有独立的控制器；

所述电流传感器交错设置，即设置在第奇数个全桥逆变器模块的左桥臂和第偶数个全桥逆变器模块的右桥臂或第奇数个全桥逆变器模块的右桥臂和第偶数个全桥逆变器模块的左桥臂。

进一步的，所述控制器采用单极性脉冲宽度调制方法。

进一步的，所述全桥逆变器模块具有两个，主电路拓扑和全桥逆变器模块配置如图1所示；其中udc、cdc分别为直流侧电压和电容，uac为交流侧电压；s11、s12、s13、s14为1号逆变器的4个半导体功率开关器件；l11和l12为1号全桥逆变器模块的交流侧滤波电感；il11和il12分别为流过两电感的电流；m11为用于测量流过电感l11的电流的传感器；s21、s22、s23、s24为2号逆变器的4个半导体功率开关器件，l21和l22为2号全桥逆变器模块的交流侧滤波电感；il21和il22分别为流过两电感的电流，m22为用于测量流过电感l22的电流的传感器。

每个全桥逆变器模块安装一个电流传感器，并且传感器交错安装(对应图1中的m11和m22)。

两个全桥逆变器模块采用独立控制，其控制器控制方法如下：

其中：k为全桥逆变器模块序号，k＝1或2；uδk、kpk、kik、ilk、urk和ufk分别为第k个全桥逆变器模块的参考电压动态分量、控制器的比例参数、控制器的积分参数、给定参考电流幅值、电流传感器测量值、控制器输出的调制参考信号和参考电压稳态分量的前馈量，ω为基波角频率；

其中，通过前馈量进行附加前馈控制能够有效减轻pi控制器的负担，且能够使该控制系统快速响应工况突变引起的给定参考电流变化，前馈量ufk由以下得到：

其中：uac为交流侧电压，lk1和lk2分别为第k个全桥逆变器模块的交流侧滤波电感；

通过比较调制参考信号和载波信号的大小，控制功率半导体器件的导通和关断。

单极性调制过程如图3所示，载波信号uc可以为三角载波或者锯齿波，ur为控制器输出的调制参考信号，uo为输出电压脉冲信号；通过调制参考信号和载波信号进行大小比较获得开关器件的驱动信号来控制功率半导体器件的导通关断；具体如下：

当ur>0时，右桥臂上管s13为低下管s14为高，若ur>uc则左桥臂上管s11为高下管s12为低；若ur<uc则左桥臂上管s11为低下管s12为高；当ur<0时，左桥臂上管s11为低下管s12为高；若ur>uc则右桥臂上管s13为高下管s14为低；若ur<uc则右桥臂上管s13为低下管s14为高。

这种控制方法，在每个基波周期内只有两个开关管处于高频开关状态，另外两个开关管并无开关动作；另外，半个基波周期高频动作开关管和无开关动作开关管相互轮流，在整个基波周期内四个开关管的开关频率和开关负荷一致，具有良好的热稳定性。

下面结合具体实施例对本发明进行进一步说明。

将本发明方法与传统方法进行比较，本发明拓扑结构中主电路参数设置如下：直流电压udc＝200v，交流电压有效值uac＝100v，交流基波频率f＝50hz，开关频率fsw＝20khz，电感标称大小l11＝l12＝l21＝l22＝2mh，额定交流电流给定幅值i1m^*＝i2m^*＝10a；传统配置方案中，各个全桥逆变器模块交流侧电流传感器安装在同样的位置，即都安装在左桥臂对应的交流侧以测量电流il11和il21；本发明的传感器交错安装，以测量电流il11和il22。

图2给出了第一个全桥逆变器模块的控制参考图，本发明方法与传统的方法，电流环控制策略都采用前馈补偿结合pi控制器的方法，调制策略都采用单极性调制；在电流控制环节通过锁相环得到交流侧电压角度信号ωt，根据给定参考电流im^*计算出给定电流i^*＝im^*sin(ωt)；下一步，给定电流i^*与反馈的电感电流il做差后通过pi控制器得到参考电压动态分量uδ；然后通过下式：

计算出代表稳态量的前馈补偿量uf，再与动态分量相加得到调制参考信号ur；调制信号ur与载波信号uc进行比较得到各个开关器件的驱动信号，最后驱动功率半导体的导通关断实现逆变器系统的控制。

下面对两种工况进行仿真，仿真结果如图4和图5所示。

图4给出了当电感l11有1％误差时的电流仿真结果，即l11＝2.02mh。从仿真结果可以看出，采用传统配置方法时，未配置电流传感器的电流il12和il22都出现了严重的电流畸变；虽然通过增加传感器可以抑制这个畸变，但是会增加成本降低系统可靠性；而采用本发明所提出的配置方法，四个电感电流正弦度都很高，无电流畸变现象。

图5给出了当控制系统误差造成1号逆变器给定参考电流有0.1％误差时的电流仿真结果，即i1m＝10.01a；从仿真结果可以看出，与电感参数有误差时的结果类似，采用本发明所提出的配置方法，能避免电感电流畸变现象。

单相全桥逆变器主要有单极性和双极性两种调制方式，单极性调制相比双极性调制谐波特性更好，开关损耗也低；由于电路参数误差、采样误差、信号转换误差、控制器精度等的影响，一些调制方式直接用于该并联运行逆变器中时可能会有电流不平衡问题；当该并联运行模式中采用单极性调制时，如何在不增加成本的基础上进行电流平衡控制，避免电流的畸变，就能发挥单极性调制的优势，对于节能高效具有重要的意义；本发明利用单极性调制的低开关损耗高波形质量特性，通过优化控制算法和传感器配置方案，实现本发明的全桥逆变器高效低损耗并联运行；并能避免因为电路参数误差、采样误差、信号转换误差、控制器精度等引起的电流不平衡问题，保障变流系统的可靠运行；此外，变流器的载波无需同步信号，即可以不同步或者利用其它信号间接进行载波移相控制，该高频环流自身会得到有效抑制并不会对电流基波产生影响，无电流畸变问题。