一种反激式开关电源控制电路的Vcc供电电路的制作方法

本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种基于反激式拓扑结构电源控制电路的vcc供电电路。

背景技术：

在反激式开关电源控制电路的vcc供电方法中，如图1所示，在上电开始，控制电路ic1未启动，通过高压启动电阻rs给vcc充电电容c2充电，当充电到vcc达到启动电压时，控制电路ic1开始工作，原边控制电路20控制原边线圈工作，当控制电路ic1启动后，其需要消耗的电流较大，通过启动电阻rs给vcc充电电容充电已经不能满足控制电路ic1的需要，此时用辅助线圈l2经过整流二极管d2来给控制电路vcc充电。

而这种vcc供电电路，需要启动电阻rs、辅助线圈l2及整流二极管d2，虽然启动电阻rs阻值一般很大，其还是需要一定的功耗，辅助线圈l2不仅要消耗一定的电能，还使变压器体积增大，相应地增大了电源的体积；外接整流二极管d2也同样增大了电源的体积。

因而，在开关电源控制电路供电电路的设计中减小变压器体积、降低功耗、减小电源体积，是目前亟待解决的问题。

技术实现要素：

本发明就是为了解决如何在开关电源控制电路供电电路的设计中减小变压器体积、降低功耗这一技术问题，在控制电路中设置控制信号，在开关电源上电时通过原边线圈给控制电路vcc充电，变压器不再需要辅助线圈，从而取消了整流二极管，更进一步地取消启动电阻，减小变压器体积，降低了功耗。

为实现上述发明目的，本发明采取以下技术方案：

一种反激式开关电源控制电路的vcc供电电路，所述反激式开关电源包括控制电路、原边线圈、副边线圈、vcc供电电路、原边控制电路，原边线圈、副边线圈组成变压器，控制电路输出第一、第二控制信号分别用于控制原边控制电路、vcc供电电路的导通或截止；原边控制电路，用于根据所述第一控制信号导通或截止，在原边控制电路导通时流过原边线圈的电流用于对变压器储能；vcc供电电路，用于根据所述第二控制信号导通或截止，在vcc供电电路导通时流过原边线圈的电流用于对控制电路电源vcc充电；所述第一、第二控制信号根据控制电路电源vcc不同分阶段控制流过原边线圈的电流是用于对变压器储能，或是用于对控制电路的电源端vcc供电；其中，在至少一阶段的一个周期内，所述第二控制信号控制vcc供电电路导通后，所述第一控制信号控制原边控制电路导通。

优选地，根据所述控制电路电源vcc的不同，按五个设定值进行分段，其中，第四设定值＜第一设定值＜第二设定值；第四设定值＜第三设定值＜第五设定值＜第二设定值。

优选地，在控制电路电源vcc电压从0上升到等于第一设定值阶段，控制电路采用第一种供电方式，即，所述第二控制信号以第一高电压控制vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流以某一恒定值对控制电路的电源端vcc供电，所述第一控制信号一直保持低电压，所述原边控制电路截止。

优选地，在控制电路电源vcc电压大于等于第一设定值而小于第五设定值阶段；或者，在控制电路电源vcc电压从小于第三设定值转变为处于第三设定值与第五设定值之间阶段；或者，在控制电路电源vcc电压小于第三设定值而大于等于第四设定值阶段；控制电路采用第二种供电方式，即，在一个周期内，所述第二控制信号以第二高电压控制vcc供电电路导通后，延时第一时间段后，所述第一控制信号控制原边控制电路导通，流过原边线圈的电流用于对变压器储能；此时vcc供电电路导通但流过原边线圈的电流并不用于对控制电路电源vcc充电；在所述第二控制信号控制vcc供电电路截止后，再延时第二时间段，所述第一控制信号控制原边控制电路截止；再延期第三时间段，所述第二控制信号以第一高电压在第四时间段内控制vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流以某一恒定值对控制电路的电源端vcc供电。

优选地，在控制电路电源vcc电压大于等于第五设定值而小于第二设定值阶段；或者，在控制电路电源vcc电压从大于等于第五设定值转变为处于第三设定值与第五设定值之间阶段；控制电路采用第三种供电方式，即，在一个周期内，在内部时钟信号为高电压有效后，所述第二控制信号以第二高电压控制vcc供电电路导通后，流过原边线圈的电流用于对控制电路电源vcc充电；延时第一时间段后，所述第一控制信号控制原边控制电路导通，流过原边线圈的电流用于对变压器储能；此时vcc供电电路导通但流过原边线圈的电流并不用于对控制电路电源vcc充电；在所述第二控制信号控制vcc供电电路截止后，再延时第二时间段，所述第一控制信号控制原边控制电路截止。

优选地，在控制电路电源vcc电压大于等于第二设定值阶段，控制电路采用第四种供电方式，即，在一个周期内，所述第二控制信号控制vcc供电电路截止，不对控制电路的电源端vcc供电，所述第一控制信号控制原边控制电路导通，流过原边线圈的电流用于对变压器储能。

优选地，还包括充电电容，所述vcc供电电路的第一端连接所述原边控制电路的第一端，所述控制电路的第一控制端、第二控制端分别与所述原边控制电路的第二端、vcc供电电路的第二端连接，用于输出控制信号分别控制所述原边控制电路、vcc供电电路；所述控制电路的电源端vcc连接所述vcc供电电路的第三端、充电电容的一端，用于控制所述电源端vcc的电压，充电电容的另一端、控制电路的地端、原边控制电路的第四端连接在一起，原边控制电路的第三端连接控制电路的原边电流检测端。

优选地，所述vcc供电电路包括控制单元和反偏单元，所述控制单元用于根据控制电路的供电控制信号控制vcc供电电路导通或断开，在导通时给充电电容充电，所述反偏单元用于防止在原边控制电路导通时所述充电电容上的电压通过原边控制电路放电。

优选地，所述控制单元包括n-jfet管、n-mos管、电阻，所述n-jfet管的栅极连接控制电路的第一控制端，n-jfet管的漏端、n-mos管的漏端连接vcc供电电路的第一端，n-jfet管的源端连接n-mos管的栅极、电阻的一端，n-mos管的源端、电阻的另一端连接反偏单元的第一端。

优选地，所述反偏单元包括二极管，二极管的正极连接电阻的另一端，二极管的负极连接vcc供电电路的第三端。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

在控制电路设置控制端，控制vcc供电电路，从而控制原边线圈上的电流在某一时段给控制电路电源端vcc充电，取消了启动电阻、辅助线圈与整流二极管，减小了变压器体积，降低了功耗和成本。

进一步地，vcc供电电路可集成在控制电路芯片内，减小了电源体积。

进一步地，原边控制电路导通前，先对vcc充电，将原边控制开关寄生电容上的电荷转移到vcc充电电容上，然后再开启原边控制开关，可降低原边控制开关的开关损耗，有利于效率提升。

附图说明

图1为现有技术中反激式开关电源的控制电路vcc供电电路结构图；

图2为本发明实施例的一个反激式开关电源电路结构图；

图3为本发明实施例的vcc电压分段示意图；

图4为本发明实施例的一个工作方式示意图；

图5为本发明实施例的又一个工作方式示意图；

图6为本发明实施例的又一个工作方式示意图；

图7为本发明实施例的又一个工作方式示意图；

图8本发明的实施例另一个反激式开关电源电路结构示意图；

图9为本发明实施例的一个反激式开关电源的控制电路vcc供电电路结构示意图；

图10为本发明实施例的一个反激式开关电源的控制电路vcc供电电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本公开进行具体的说明。

具体实施方式一

本发明的反激式开关电源的控制电路vcc供电电路结构图如图2所示，包括原边线圈lp、副边线圈l1、控制电路10、原边控制电路20、vcc供电电路30、充电电容c2、输出电路等。其中由电阻r1、电容c1、二极管d1组成的电路为箝位电路或关断缓冲电路，用于吸收漏感产生的毛刺，其两端连接到原边线圈lp的两端。

vcc供电电路30的第一端31、原边控制电路20的第一端、原边线圈lp的输出端、箝位电路的第二端连接在一起，原边控制电路20的第二端连接控制电路10的第一控制端gate1，其第三端连接控制电路10的cs端，其第四端连接到电源地gnd。

vcc供电电路30的第二端32连接控制电路10的第二控制端gate2，其第三端33连接控制电路10的vcc端及充电电容c2的一端，充电电容c2的另一端连接到电源地gnd。

控制电路10的fb端连接到输出电路的fb端、电容c3的一端，电容c3的另一端接电源地gnd。

副边线圈l1的两端连接输出电路。

原边线圈lp的输入端连接电源输入端vin。

原边线圈lp、副边线圈l1组成变压器。

控制电路10输出第一、第二控制信号gate1、gate2分别用于控制原边控制电路、vcc供电电路的导通或截止；

原边控制电路20，用于根据所述第一控制信号gate1导通或截止，在原边控制电路导通时流过原边线圈的电流用于对变压器储能；

vcc供电电路30，用于根据所述第二控制信号gate2导通或截止，在vcc供电电路导通时流过原边线圈的电流用于对控制电路电源vcc充电；

所述第一、第二控制信号gate1、gate2根据控制电路电源vcc不同分阶段控制流过原边线圈的电流是用于对变压器储能，或是用于对控制电路的电源端vcc供电；

本电路的工作方式有如下四种：

1.第一种工作方式，如图4所示：

控制电路10输出第二控制信号gate2以第一高电压vg21控制vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流ip以第一恒定值对控制电路的电源端vcc供电，第二控制信号gate2一直保持第一高电压；第一控制信号gate1一直保持低电压，原边控制电路截止。

第一高电压vg21保证vcc供电电路处于微导通状态。

2.第二种工作方式，如图5所示：

在c1时刻，内部时钟信号a1跳变到高电平，延时一时间后的c2时刻，控制电路10输出第二控制信号gate2为第二高电平vg22，vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流ip用于对控制电路电源vcc充电；再延时一时间段后的c3时刻，控制电路10输出第一控制信号gate1为第二高电平，原边控制电路导通，流过原边线圈的电流ip用于对变压器储能,在随后的c4时刻，第二控制信号gate2变为低电平，在随后的c5时刻，内部时钟信号a1变为低电平，在随后的c6时刻，第一控制信号gate1变为低电平，再延时一段时间后的c7时刻至c8时刻之间，第二控制信号gate2以第三高电压vg23控制vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流以第二恒定值对控制电路的电源端vcc供电。此后等待下一个内部时钟信号a1跳变，进入下一个周期。

第三高电压vg23保证vcc供电电路处于微导通状态。

第二高电平vg22保证vcc供电电路处于全导通状态。

3.第三种工作方式，如图6所示：

在d1时刻，内部时钟信号a1跳变到高电平，延时一时间后的d2时刻，控制电路10输出第二控制信号gate2为第二高电平vg22，vcc供电电路导通，流过原边线圈的电流ip用于对控制电路电源vcc充电；再延时一时间段后的d3时刻，控制电路10输出第一控制信号gate1为第二高电平，原边控制电路导通，流过原边线圈的电流ip用于对变压器储能,在随后的d4时刻，第二控制信号gate2变为低电平，在随后的d5时刻，内部时钟信号a1变为低电平，在随后的d6时刻，第一控制信号gate1变为低电平。

此后等待下一个内部时钟信号a1跳变，进入下一个周期。

在这一阶段，原边控制电路导通与vcc供电电路导通都是全导通。

4.第四种工作方式，如图7所示：

在e1时刻，内部时钟信号a1跳变到高电平，延时一时间后的e2时刻，控制电路10输出第一控制信号gate1为高电平，原边控制电路导通，流过原边线圈的电流ip用于对变压器储能,在随后的e3时刻，内部时钟信号a1变为低电平，在随后的e4时刻，第一控制信号gate1变为低电平，在这一阶段，第二控制信号gate2一直为低电平，vcc供电电路截止。

此后等待下一个内部时钟信号a1跳变，进入下一个周期。

第一控制信号gate1为高电平保证原边控制电路全导通。

对应于不同的vcc电压，控制电路10选择不同的工作方式，如图3所示：

5.在vcc电压为0上升到第一设定值v1阶段，控制电路10工作在第一种工作方式。

在这一阶段，第一高电压vg21控制vcc供电电路微导通，流过原边线圈的电流很小，只有几毫安，这时，虽然原边线圈中有电流流过，变压器也有储能，但因为此电流很小，在本申请中不对此时变压器的储能进行讨论，即忽略此时的变压器的储能。

6.在vcc电压上升到大于等于第一设定值v1而小于第五设定值v5阶段，控制电路10内部时钟建立，内部时钟信号a1输出，控制电路10采用第二种供电方式。

第一高电压vg21与第三高电压vg23可以相等，也可以不相等。

7.在vcc电压上升到大于等于第五设定值v5而小于第二设定值v2阶段，控制电路10采用第三种供电方式。

8.在vcc电压上升到大于等于第二设定值v2阶段，控制电路10采用第四种供电方式。

9.在vcc电压由大于第五设定值v5下降到介于第五设定值v5与第三设定值v3之间的阶段，控制电路10采用第三种供电方式。

10.在vcc电压由小于第三设定值v3上升到介于第三设定值v3与第五设定值v5之间的阶段，控制电路10采用第二种供电方式。

11.在vcc电压大于等于第四设定值v4而小于第三设定值v3之间的阶段，控制电路10采用第二种供电方式。

其中，第四设定值＜第一设定值＜第二设定值；第四设定值＜第三设定值＜第五设定值＜第二设定值。

具体实施方式二

本发明的反激式开关电源的控制电路vcc供电电路结构图如图8所示，包括原边线圈lp、副边线圈l1、控制电路10、原边控制电路20、vcc供电电路30、充电电容c2、输出电路等。其中由电阻r1、电容c1、二极管d1组成的电路为箝位电路或关断缓冲电路，用于吸收漏感产生的毛刺，其两端连接到原边线圈lp的两端。

vcc供电电路30的第一端31、原边控制电路20的第一端连接电源输入端vin，原边控制电路20的第二端连接控制电路10的第一控制端gate1，其第三端连接控制电路10的cs端，其第四端连接到控制电路20的地端gnd2。

vcc供电电路30的第二端32连接控制电路10的第二控制端gate2，其第三端33连接控制电路10的vcc端及充电电容c2的一端，充电电容c2的另一端连接到控制电路20的地端gnd2。

副边线圈l1的两端连接输出电路。

原边线圈lp、副边线圈l1组成变压器。

原边线圈lp的输入端连接控制电路20的地端gnd2，其输出端连接电源地gnd。

电阻r3、r4串联连接，电阻r3的一端连接原边线圈lp的一端，电阻r4的一端连接原边线圈lp的另一端，电阻r3、r4的连接点同时连接到控制电路10的fb端。

具体实施方式三

所述vcc供电电路30的结构图如图9所示，包括控制单元301、反偏单元302。所述控制单元301的输出端连接反偏单元302的输入端，控制单元301的输入端连接vcc供电电路30的第一端31，控制单元301的控制端连接vcc供电电路30的第二端32，反偏单元302的输出端连接vcc供电电路30的第三端33。反偏单元用于防止

具体实施方式四

所述vcc供电电路30的具体电路结构如图10所示，控制单元301包括n-jfet管j1、n-mos管j2、电阻r5，反偏单元包括二极管d2；所述j1管的栅极连接vcc供电电路30的第二端32，j1管的源极、j2管的源极连接vcc供电电路的第一端31，j1管的漏极连接j2管的栅极、电阻r5的一端，j2管的漏极、电阻r5的另一端连接钳位单元d2的正极，反偏单元d2的负极连接vcc供电电路30的第三端33。

vcc供电电路30可集成在控制电路10的芯片内，从而减小外围电路的器件，变压器由双线圈组成，减小了变压器的体积，从而减小开关电源的体积，降低成本。

上述实施例对本公开的原理仅是示意性的。应当理解，本文描述的布置和细节的修改和变型将对本领域技术人员来说显而易见。因此，意图是仅受接下来的专利权利要求的范围限制，而不受通过本文对实施例的描述和说明而提出的具体细节限制。