提高逆变器并网系统稳定性且可功率调节的有源阻尼器的制作方法

本发明涉及一种用于提高三相逆变器并网系统稳定性的有源阻尼器，尤其涉及一种用于提高三相逆变器并网系统稳定性并具有有功功率和无功功率调节的有源阻尼器，属于新能源并网发电领域。

背景技术：

近年来，为了应对能源危机和环境污染等问题，以风能和太阳能为代表的可再生能源正得到越来越广泛的利用。三相并网逆变器作为分布式可再生发电单元与电网之间的接口，正成为国内外学者研究的热点。

为了抑制并网逆变器桥臂输出电压中包含的开关谐波，通常使用lcl滤波器。但lcl滤波器的频率响应中包含谐振尖峰，可能会影响系统稳定性。目前，对lcl滤波器的谐振尖峰的阻尼方法和以此为基础的逆变器控制参数设计方法已经比较成熟了，但这些方法大多基于单台逆变器并网的情况。

而在实际的可再生发电系统中，通常有多台逆变器通过公共耦合点(pointofcommoncoupling,pcc)并联接入电网。随着可再生能源在电网中渗透率不断提高，电网越来越呈现出弱电网的特性，其线路阻抗可能宽范围变化。在这种情况下，即使每台逆变器各自在强电网下设计为稳定的系统，它们在弱电网下仍然可能会出现不稳定，这可能会导致整个多台逆变器并网系统不稳定。

目前针对多台逆变器并网系统的研究相对较少。现有技术大多从逆变器自身出发，通过一定的控制策略提高逆变器对电网阻抗的鲁棒性，或使逆变器自身具备谐振抑制的功能。一方面，这增加了系统中各台逆变器控制算法的复杂度；另一方面，由于数字控制延时的影响，这些方法对高频谐振的抑制作用相对较弱。

技术实现要素：

本发明为了解决现有技术中存在的问题，提供一种用于提高三相逆变器并网系统稳定性并具有有功功率和无功功率调节的有源阻尼器，该有源阻尼器受数字控制延时影响很小，能够有效提高系统的稳定性，对出现多个谐振点的情况也有较好的镇定效果，且不需要改变系统中各台逆变器的控制方法和软硬件参数。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：一种用于提高三相逆变器并网系统稳定性且可功率调节的有源阻尼器，所述有源阻尼器与多台逆变器并网系统于公共耦合点并联连接，包括依次连接的功率输出电路和控制电路；

所述功率输出电路包括依次连接的直流侧电容、三相三桥臂、三相lcl滤波器以及三相并网开关；所述功率输出电路输出三相并网电流；

所述控制电路包括依次连接的a/d采样模块、数字运算模块和脉宽调制模块，所述a/d采样模块采集三相pcc电压、三相并网电流和三相电容电流；

所述数字运算模块包括锁相环单元、电流环单元、电容电流反馈单元以及pcc电压前馈单元；

锁相环单元用于获取三相pcc电压的相位；电流环单元对三相并网电流进行有功功率和无功功率的闭环控制得到并网电流调制波；电容电流反馈单元将三相电容电流分别经过比例系数后得到电容电流反馈；

pcc电压前馈单元提取出三相pcc电压谐波含量，并与设定的谐波含量的阈值进行比较，通过自适应虚拟阻抗调节至谐波含量等于阈值，再将虚拟阻抗乘以前馈补偿函数；

数字运算模块将并网电流调制波减去电容电流反馈，再加上通过补偿函数后的虚拟阻抗，得到最终的调制波；

脉宽调制模块对调制波进行调制得到控制三相桥臂的信号。

对上述技术方案的进一步设计为：所述功率输出电路中每一相的lcl滤波器由两个电感l1、l2以及电容c组成，所述电感l1、电感l2与所述并网开关串连，所述电容c一端连接于同相电感l1、l2之间的节点，三相电容的另一端互相连接。

所述锁相环单元，根据所述三相电压vpcca,vpccb,vpccc得到基波幅值vpcc和相位余弦值cosθ，进而利用下式计算出vpcc的基波瞬时值，

vpccf＝vpcccosθ

所述电流环单元，包括电流调节器，所述电流调节器采用pi调节器，控制有源阻尼器的并网电流有功分量跟踪有功电流基准，并网电流无功分量跟踪无功电流基准。

所述pcc电压前馈单元包括谐波检测单元，所述谐波检测单元包括陷波器，所述陷波器滤除三相pcc电压中基波与背景谐波成分，从而得到目标频率段的谐波含量，作为虚拟电阻自适应控制单元判断系统稳定性和自适应调节控制参数的依据。

所述陷波器gna(s)的传递函数为

其中，q为品质因数。

所述前补偿馈函数gca(s)的传递函数为

其中，l1、l2、c分别为lcl滤波器的桥侧电感值、网侧电感值和滤波电容值；hic为有源阻尼器的电容电流电流反馈系数；kpwm为调制波到桥臂中点输出电压的传递函数，它是直流侧电容电压vdc/2和三角载波幅值vtri的比值。

所述数字运算模块还包括坐标变换单元，所述坐标变换单元包括abc/αβ克拉克坐标变换单元、abc/dq派克坐标变换单元、dq/αβ派克反坐标变换单元和αβ/abc克拉克反坐标变换单元；所述谐波检测单元输入端设有abc/αβ克拉克坐标变换单元，所述电流环单元输入端设有abc/dq派克坐标变换单元，电流环单元输出端设有dq/αβ派克反坐标变换单元，电容电流反馈单元输入端设有abc/αβ克拉克坐标变换单元，数字运算模块输出端设有αβ/abc克拉克反坐标变换单元。

所述pcc电压前馈单元包括虚拟阻抗自适应调节单元，所述虚拟阻抗自适应调节单元将pcc电压的谐波含量，通过一个低通滤波器滤除脉动分量从而得到目标频率段内谐波含量的方均值，将该谐波含量与设定的谐波含量的阈值进行比较，若检测出的谐波含量偏大，则认为系统处于不稳定，虚拟出的阻值将进行自适应调节，直到谐波含量等于设定的阈值大小。

所述目标频率段的谐波含量的阈值设定为基波成分的1％。。

本发明与现有技术相比，其主要优点和显著效果如下：

1)本发明通过切入一台额外的有源阻尼器来提高原并网逆变器系统的稳定性，该方法不需要改变系统中各台逆变器的控制方法和软硬件参数，不增加其运算负担，不影响其正常工作，具有较好的兼容性。

2)本发明提出的有源阻尼器本质上仍然为lcl型并网逆变器，能够对并网电流进行有功功率和无功功率的调节。但是为了拥有更高的开关频率和控制频率，有源阻尼器的容量会小于系统中各台并网逆变器的容量。这样，与直接通过并网逆变器实现的控制算法相比，通过有源阻尼器实现的控制算法在谐振频率范围受数字控制延时的影响更小，对谐振的抑制性能更好，更有利于提高系统的稳定性。

3)本发明提出的有源阻尼器能够自动检测目标频率段的pcc电压谐波含量，并在目标频率段内自适应地调节自身虚拟出的阻抗，使之在pcc电压的整个谐振频率范围都表现为正电阻的特性。因此，有源阻尼器在整个目标频率段都能够阻尼并网逆变器系统中出现的谐振，而不仅限于单个谐振点，这对于多台逆变器并网且出现多个谐振点的情况尤其适用。

4)本发明通过对目标频段率的pcc电压谐波含量进行实时监测，一旦确认系统中谐波含量大于临界值，则认为系统出现不稳定的情况，有源阻尼器不再仅工作在逆变器状态向电网馈入能量，同时自适应地调节虚拟出电阻阻抗，阻尼系统中因为不稳定导致的谐振。该方法能够保证系统中的谐振被及早发现，尽快处理，具有较高的可靠性。

附图说明

图1是本发明中有源阻尼器功率输出电路的结构示意图。

图2是本发明中有源阻尼器控制电路的结构示意图

图3是本发明中有源阻尼器的数学模型。

图4是本发明中有源阻尼器自适应调节的控制框图。

图5是本发明中有源阻尼器的端口等效模型。

图6是本发明的工作流程图。

图7是本发明的一个具体实施例示意图。

图8是本发明的一个具体实施例波形图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。

如图1、图2所示，所述用于提高三相逆变器并网系统稳定性并具有有功功率和无功功率调节的有源阻尼器，与多台逆变器并网系统于公共耦合点并联连接，包括硬件和软件控制两个部分。

硬件部分如图1所示，包括：直流侧电容1、三相三桥臂2、三相lcl滤波器3以及三相并网开关4，所述直流侧电容、三相三桥臂、三相lcl滤波器以及三相并网开关依次连接。其中，每一相的lcl滤波器由两个电感l1、l2以及电容c组成，所述电感l1、电感l2以及所述并网开关串连，所述电容c接于电感l1、l2之间的节点，另一端和其他两相电容的剩余节点连接。三相pcc电压通过电压霍尔传感器采样，三相并网电流和电容电流通过电流霍尔传感器采样。

软件控制部分如图2所示，包括：a/d采样模块5、数字运算模块6和脉宽调制7模块组成，通过编写软件并加载于dsp芯片来实现，dsp芯片可采用tms320f2812芯片。

其中，数字运算模块6包括如下部分：

1)谐波检测环节9，利用陷波器滤除出pcc电压中的基波和背景谐波分量，从而得到目标频率段的谐波含量

2)自适应环节10，根据提取出的目标频率段的pcc电压谐波含量的大小，与设定的谐波含量的阈值进行比较，当检测出的谐波含量偏大时，有源阻尼器不仅工作在逆变器向电网馈入电流的状态，并且虚拟电阻来阻尼系统中的谐振。虚拟出的电阻将进行自适应调节，直到系统中谐波含量等于阈值，自适应调节的过程如图4所示。

3)锁相环11，可采用基于同步旋转坐标系的锁相环，由pcc电压的瞬时值vpcc可以得到pcc电压的基波幅值vpcc和相位余弦值cosθ，并进一步利用如下公式计算得到pcc电压基波瞬时值vpccf：

vpccf＝vpcccosθ(2)

4)前馈补偿函数12，用于使得有源阻尼器虚拟出的阻抗能够在控制带宽内都尽可能地表现出电阻的特性，其补偿函数表达式为：

5)电流环14，在同步旋转坐标dq系下，用于控制有源阻尼器实现有功功率和无功功率的调节。有功并网电流igd跟踪电流基准igd_ref，无功并网电流igq跟踪基准igq_ref，由于在是同步旋转坐标系进行计算，电流调节器gi(s)通常采用pi调节器即可实现并网电流无静差地跟踪电流基准。

6)坐标变换8、13、15、16，分别对应abc/αβ克拉克坐标变换，abc/dq派克变换，αβ/dq派克反坐标变换和αβ/abc克拉克反坐标变换。

根据图2，具体实现过程按照以下步骤：

1)利用电压霍尔传感器可以采样得到三相pcc电压的信息，利用电流霍尔传感器可以采样得到三相并网电流和电容电流的信息。再将它们通过a/d采样模块5，送入dsp芯片，即tms320f2812芯片进行运算。

2)三相pcc电压经过abc/αβ克拉克坐标变换8，将三相pcc电压的信息从abc坐标系变换到αβ坐标系中，再通过谐波检测环节9，利用该环节中的陷波器滤除pcc电压中的基波与背景谐波分量，从而得到目标频率段的电压谐波含量。

3)将步骤2中提取出的谐波含量经过自适应环节10，其过程如图4所示，pcc电压在静止αβ坐标系下的谐波含量，vpcch_α和vpcch_β两者平方后相加后通过一个低通滤波器可以滤除脉动分量从而得到目标频率段内谐波含量的方均值。将其与设定的谐波含量的阈值进行比较，从而决定有源阻尼器的工作状态，本发明中将目标频率段的谐波含量的阈值设定为基波成分的1％。若检测出的谐波含量偏大，则认为系统处于不稳定，有源阻尼器在作为逆变器向电网中馈入能量的同时，还需要虚拟出电阻来阻尼系统中因为不稳定造成的谐振。虚拟出的阻值将进行自适应调节，直到系统中的谐波含量等于设定的阈值大小，恰好能够满足系统稳定的条件，同时避免引入较大的谐波电流增加损耗。再将自适应虚拟出的电阻阻值乘上前馈补偿函数12。

4)利用锁相环，根据步骤1中的得到的pcc电压，得到pcc电压的瞬时值vpcc可以得到pcc电压的基波幅值vpcc和相位余弦值cosθ，并进一步计算得到pcc电压基波瞬时值vpccf。

5)将步骤1中通过a/d采样模块5后得到的三相并网电流和三相电容电流分别通过abc/dq派克坐标变换13和abc/αβ克拉克坐标变换8，分别得到它们在dq坐标系和αβ坐标系中的信息igd，igq和icα，icβ。

6)将igd，igq分别与有功功率电流基准iref_d和无功功率电流基准iref_q作差后送入电流调节器14，得到功率调节所需的并网电流调制波，从而实现电流电流环的闭环控制。

7)将步骤6中算出的并网电流调制波通过dq/αβ派克反坐标变换，得到在αβ坐标系中的信息，然后减去乘上了比例系数后的由步骤5中得到的电容电流反馈，再加上由步骤3得到的通过补偿函数后的信息，从而得到最终的调制波。

8)将最终的调制波通过αβ/abc克拉克反坐标变换16得到在abc坐标系下的调制波，再送入脉宽调制环节7，得到控制三相桥臂的信号。

上述模块组成的有源阻尼器整体实现的功能描述为：

控制电路检测三相公共耦合点的电压vpcca,vpccb,vpccc，通过锁相环单元获取其相位θ，并在同步旋转坐标系下直接对并网电流iga,igb,igc进行有功功率和无功功率的闭环控制；同时，提取出谐波含量并在静止坐标系中通过pcc电压前馈单元使得有源阻尼器在控制带宽内尽可能地虚拟电阻特性；并且，将检测到的vpcca,vpccb,vpccc中目标频率段的谐波含量与设定的阈值进行比较，判断逆变器并网系统稳定性，在逆变器并网系统出现不稳定时，有源阻尼器将自适应改变虚拟电阻值来镇定系统；

图3给出了有源阻尼器简化的数学模型。这里值得注意的是，由于锁相环(phaselockloop,pll)的控制带宽远低于电流环控制带宽，因此在建立有源阻尼器的数学模型时忽略了pll的影响。从图3中可以看出，有功功率和无功功率的计算在同步旋转dq坐标系中完成，而虚拟电阻和电容电流反馈有源阻尼则在静止αβ坐标系中完成。这样在直接实现有功功率和无功功率调节的同时，又避免了交叉耦合项对前馈补偿环节的影响，能够实现虚拟电阻的结构控制。

在三相系统平衡时，稳定性的分析与单相系统等价，所述功率输出电路与所述控制电路构建有源阻尼器的诺顿等效模型，该模型包含一个理想电流源ig(s)和两个并联的阻抗zad(s)、zv(s)，端口等效模型的总输出阻抗zo(s)如式(4)：

其中，zad(s)为有源阻尼器固有输出阻抗，zv(s)为有源阻尼器虚拟出的输出阻抗。

并且，控制电路将pcc电压谐波含量与设定的阈值进行比较，当目标频率段的pcc电压谐波含量大于阈值时，可认为多台逆变器并网系统不稳定，此时有源阻尼器不再仅工作在逆变器状态向电网中馈入能量，还需要虚拟出合适阻值的电阻来阻尼系统中的谐振，从而保证系统的稳定性。

接下来将阐述有源阻尼器提高并网逆变器系统稳定性的原理。在并网逆变器系统三相平衡时，在静止αβ坐标系中分析系统稳定性时可简化为单相系统进行分析。一般地，对并网逆变器从pcc端口处进行诺顿等效，简化为等效电流源和输出阻抗并联的形式。因为有源阻尼器本质上仍然为一个逆变器，因此它也可以通过诺顿等效，简化为等效电流源和输出阻抗并联的形式，如图4所示，输出阻抗zad(s)可以通过数学模型的化简求得表达式为：

其中ta(s)为电流环的环路增益，ta(s)和gx(s)的表达式分别为：

为了能够阻尼并网逆变器系统中的谐振提高稳定其稳定性，有源阻尼器还需要在目标频率段内虚拟出阻抗zv(s),这里采用了pcc电压前馈补偿的方法。反馈通路如图3中所示，可以写出虚拟输出阻抗zv(s)的表达式为：

其中，gna(s)为陷波器，其作用是提取出目标频率段的pcc电压谐波含量。为了使得虚拟出阻抗呈现出电阻的特性，即满足zv(s)＝rv，可以写出，那么可以求解得到补偿环节的表达式为：

值得注意的是，补偿环节中本来是存在超前环节1/gd(s)，但由于超前环节没有办法物理实现，又由于它的幅值始终为1，因此得到的实际的最终补偿环节，如式(9)所示，就直接忽略了超前环节。这样有源阻尼器就能够在控制带宽内都很好地模拟出正阻的特性来阻尼系统中的谐振。

有源阻尼器的容量远小于系统中各台并网逆变器，允许采用更高的开关频率和控制频率。为了尽可能避免数字控制延时对控制算法的影响，本实施例的阻抗适配器控制频率为系统中各台逆变器最高控制频率的10倍或以上。而在多逆变器并网系统中，系统不稳定时的谐振频率通常在各台逆变器控制频率的1/2以内。因此，可认为系统谐振频率远低于阻抗适配器的控制频率，与此同时，在有源阻尼器的控制带宽内都可以很好地虚拟出电阻特性，使得端口的输出阻抗呈现正阻特性，能够有效地提高并网逆变器系统的稳定性。

下面将基于上述阻抗适配器，给出一种自适应的多逆变器并网系统镇定方法，如图6所示的流程图，详细步骤如下：

1)正常情况下，有源阻尼器工作在逆变器状态，在同步旋转dq坐标系进行有功功率和无功功率计算，向电网中馈入能量。a/d采样模块对三相pcc电压瞬时值进行实时采样，通过谐波检测环节后，由自适应控制模块根据计算结果对系统稳定性进行判断：当pcc电压中的谐波含量小于设定的阈值时，则认为系统是稳定的，有源阻尼器仅工作在逆变器的状态，进行有功功率和无功功率的调节；当pcc电压中的谐波含量大于设定的阈值时，则认为系统处于不稳定的状态，有源阻尼器不仅需要进行有功功率和无功功率的调节，转步骤2。

2)在有源阻尼器虚拟电阻来抑制并网逆变器系统中因不稳定产生的谐振时，自适应环节是通过检测到的pcc电压中的谐波含量的大小与设定的阈值进行比较，如果虚拟出的电阻阻值太大，则系统中谐波含量仍然大于设定的阈值，此时意味着需要增强有源阻尼的效果，即减小虚拟出的电阻阻值；如果虚拟出的电阻阻值太小，则系统中的谐波含量会小于设定的阈值，有源阻尼器的端口电流中谐波电流较大，增加了损耗，此时可减弱有源阻尼的效果，即增大虚拟出的电阻阻值。这里采用pi调节器gra(s)来计算虚拟出的电阻值，在pcc谐波含量与设定的阈值相等时，认为此时虚拟出的电阻值恰好为能够使系统稳定的临界值。直到系统再次出现不稳定的情况，有源阻尼器虚拟出的电阻再次自适应调节达到新的稳态。

实施例

下面给出本发明的一个应用实例。

如图7所示，逆变器17和有源阻尼器共同pcc并入弱电网18，构成一个并网系统，它们的参数分别如表1和表2所示。电网线路阻抗zg为纯感性，且感值为1000μh。

该具体实施例的波形图如图8所示，从上到下依次为三相pcc电压波形、逆变器三相并网电流波形，有源阻尼器并网电流波形和有源阻尼自适应阻抗导纳波形。

在有源阻尼器单独工作时，并网系统是稳定的，有源阻尼器无需虚拟阻抗来镇定系统，仅需按照有功功率和无功功率的需求向电网馈入能量。但当逆变器切入后，系统变得不稳定，并产生明显谐振，此时有源阻尼器需要虚拟出电阻来阻尼这些谐振。通过自适应调节后，并网逆变器系统能够迅速稳定，并且有源阻尼器虚拟出的电阻能够恰好使得系统中的谐波含量等于设定的阈值，系统不仅能够稳定工作，同时有源阻尼器并网电流上的高频谐波也较小。

表1单相lcl型逆变器的软硬件参数

表2阻抗适配器的软硬件参数

本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。