一种全波有源整流型LLC谐振变换器及其控制策略的制作方法

本发明涉及一种全波有源整流型llc谐振变换器及其控制策略，属于电力电子变换器技术领域，尤其属于隔离型直流-直流电能变换技术领域。

背景技术：

随着信息技术的发展，诸多应用场合都采用隔离型直流电源模块进行供电，其需求越来越多，要求也越来越高。尤其在服务器、轨道交通等场合，要求直流电源模块效率高、体积小，同时还要能够在输入电压跌落时，在一定时间内维持输出电压稳定，保证系统可以完成保存关键数据、切换到备用电源等操作。为了达到这一目的，通常会增大输入母线电容大小，以保证掉电时间需求，但是会增大变换器的体积。要进一步减小母线电容体积，能够在较宽的输入电压范围内维持输出电压不变，同时还要兼顾稳态工作点的工作效率。

近年来，传统llc谐振变换器因效率高、功率密度高、成本低而得到了广泛使用。它可以实现所有功率半导体器件的软开关，降低电磁干扰，实现高频化，因此得到了广泛的应用。但是，当llc谐振变换器输入电压范围越宽，变换器的激磁电感(lm)越小，造成的环流越大，整个工作范围的效率也就越低。因此，附图1所示的传统llc谐振变换器并不适合输入电压范围过宽的场合。

为了拓展传统llc谐振变换器的输入电压范围，同时兼顾变换器稳态运行效率，文献“kimmoon-young，kimbong-chul，parkki-bum，moongun-woo.llcseriesresonantconverterwithauxiliaryhold-uptimecompensationcircuit[j].8thinternationalconferenceonpowerelectronics-ecceasia，2011：628-633”提出了如附图3所示的副边加辅助绕组的改进型llc变换器。在原有的低增益工作模式的基础上，通过变压器(t)辅助绕组的切入与否，副边加辅助绕组的改进型llc变换器总共有两种工作模式。输入电压在额定点附近时，辅助绕组断开，不参与工作；当输入电压跌落时，辅助绕组参与工作，提升变换器增益。但是工作在掉电保持时，变压器工作在不对称状态，存在偏磁，而且辅助绕组的引入，使得变压器工艺复杂，不便于加工，降低了磁芯利用率。

技术实现要素：

本发明的目的是针对现有技术的不足，提供一种全波有源整流型llc谐振变换器及其控制策略。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

所述一种全波有源整流型llc谐振变换器由输入源(uin)、输入母线电容(cin)、原边开关网络(10)、谐振电感(lr)、谐振电容(cr)、变压器(t)、n(≥1)个副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))、m(≥0)个副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))、输出滤波电容(co)和输出负载(ro)构成，其中变压器(tk，k＝1～n+m)原边激磁电感值为lm；所述原边开关网络(10)的输入两端分别与输入源(uin)的两端相连，原边开关网络(10)的输出端a与谐振电感(lr)的一端相连，谐振电感(lr)另一端与变压器(t1)原边绕组的同名端相连，变压器(t1)原边绕组的异名端和变压器(t2)原边绕组的同名端相连，以此类推，变压器(tk，k＝1～n+m-1)原边绕组的异名端和变压器(tk+1，k＝1～n+m-1)原边绕组的同名端相连，变压器(tn+m)原边绕组的异名端和谐振电容(cr)的一端相连，谐振电容(cr)的另一端和原边开关网络(10)的输出端b相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的同名端和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的中心抽头和副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的异名端和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的同名端和副边全波整开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端ck(k＝n+1～n+m)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的中心抽头和副边全波整流电路(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端dk(k＝n+1～n+m)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的异名端和副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端ek(k＝n+1～n+m)相连，副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输出两端、副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输出正负两端分别和输出滤波电容(co)的正负极两端、输出负载(ro)两端相连。

所述原边开关网络(10)可以为不对称半桥开关网络，也可以是对称半桥开关网络，还可以是全桥开关网络。

所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种共阴的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)、第四整流四极管(dk，4，k＝1～n)和副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阳极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极相连，第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阴极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阴极、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阳极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连。

所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种共阳的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)、第四整流四极管(dk，4，k＝1～n)和副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阴极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极相连，第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阳极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阳极、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阴极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连。

所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种带同步整流功能的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)、第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)和辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的源极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极相连，第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的漏极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的漏极、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的源极、副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连。

所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为另一种带同步整流功能的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)、第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)和辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的漏极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极相连，第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的源极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的源极、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的漏极、副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连。

所述副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))可以为全波整流开关网络，或者带同步整流功能的全波整流开关网络。

所述一种全波有源整流型llc谐振变换器的控制策略为，当输入电压在额定工作点附近时，副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)保持关断，通过调节变换器原边开关网络的开关频率，维持输出电压恒定，变换器工作在谐振频率点附近；当输入电压跌落时，通过变频控制无法维持输出电压时，副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)采用脉宽调制策略(pwm)，变换器固定工作在谐振频率点，通过增大副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的占空比，维持输出电压恒定不变。

所述一种全波有源整流型llc谐振变换器的控制策略为，当输入电压跌落时，通过变频控制无法维持输出电压时，首先增大副边辅助开关管(s1，a)的占空比，维持输出电压恒定不变；当辅助开关管(s1，a)占空比达到1时，增大辅助开关管(s2，a)的占空比；以此类推，当辅助开关管(sk，a，k＝1～n-1)占空比达到1时，增大辅助开关管(sk+1，a，k＝1～n-1)的占空比；若副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的数量m＝0，第n个副边全波有源整流开关网络(20，n)占空比必须小于1；若副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的数量m≥1，第n个副边全波有源整流开关网络(20，n)占空比可以达到最大占空比1。

本发明技术方案与既有技术方案的本质区别在于，在传统llc副边整流电路中引入有源开关器件，增加了一个新的控制量。当输入电源掉电时，变换器固定工作在谐振频率点，引入的辅助开关管采用脉宽调制(pwm)策略，可以提高变换器的增益，出现了本发明所特有的工作模式。当n＝1，m＝0时，变换器增益公式表达式如(1)所示。

式中，n1为变压器t1的匝比，d为辅助开关管s1，a的占空比。

因此，当n≥1，m＝0时，副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))中的辅助开关管(sk，a，k＝1～n-1)驱动的占空比均为1、辅助开关管(sn，a)驱动的占空比达到设计的最大值dn，max时，变换器最大增益的表达式如(1)所示。

式中，nn为变压器tn的匝比。

而当m≥1时，副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))中的辅助开关管(sk，a，k＝1～n)驱动的占空比均为1时，可以达到最大电压增益，为

式中，nk(k＝n+1...n+m)为变压器tk(k＝n+1...n+m)的匝比。

这种工作模式大大减小了对变换器工作在变频模式的峰值增益的需求，通过优化谐振腔参数和变压器参数，可以明显提升变换器的效率，减小输入母线电容大小，适合掉电保持场合的需求。

本发明具有如下有益效果：

(1)在设计变压器(tk，k＝1～n+m)激磁电感时，只需要考虑原边开关管在正常工作模式时的软开关实现情况，尽可能的增大变压器(tk，k＝1～n+m)激磁电感，从而减小变换器环流，提高变换器效率；

(2)当电源未掉电时，变换器工作在谐振点附近，是谐振变换器最佳效率点；

(3)多个变压器的引入，可以充分优化变压器结构，减小变压器副边漏感，减小变压器加工难度，可以提升变换器效率，适合低压大电流应用场合；

(4)当电源掉电时，变换器进入pwm工作模式，可以达到较大的增益范围，能有效减小输入母线电容大小，提高变换器功率密度。

附图说明

附图1是传统半桥llc谐振变换器原理图；

附图2是传统半桥llc谐振变换器谐振点工作波形图；

附图3是一种副边增加辅助绕组的改进型llc变换器原理图；

附图4是本发明的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图5是本发明原边开关网络(10)采用全桥开关网络的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图6是本发明原边开关网络(10)采用对称半桥开关网络的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图7是本发明原边开关网络(10)采用另一种对称半桥开关网络的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图8是本发明原边开关网络(10)采用不对称半桥开关网络的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图9是本发明副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用的一种共阴的全波有源整流电路；

附图10是本发明副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用的一种共阳的全波有源整流电路；

附图11是本发明副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用的一种带同步整流功能的全波有源整流电路；

附图12是本发明副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用的另一种带同步整流功能的全波有源整流电路；

附图13是本发明副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))采用的一种共阴的全波整流电路；

附图14是本发明副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))采用的一种共阳的全波整流电路；

附图15是本发明副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))采用的一种带同步整流功能的全波整流电路；

附图16是本发明副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))采用的另一种带同步整流功能的全波整流电路；

附图17是本发明原边开关网络(10)原边采用不对称半桥开关网络、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用一种共阴的全波整流电路(有且仅有一个)、不含副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))(n＝1，m＝0)的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图18是本发明附图17中一种全波有源整流型llc谐振变换器的在掉电保持模式下的典型工作波形图；

附图19是本发明原边开关网络(10)原边采用不对称半桥开关网络、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))采用一种带同步整流功能的全波有源整流电路(有且仅有一个)、不含副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))(n＝1，m＝0)的一种全波有源整流型llc谐振变换器原理图；

附图20是本发明附图19中的一种全波有源整流型llc谐振变换器的在掉电保持模式下的典型工作波形图；

附图21～23是附图17所示变换器在附图18中t0～t1、t1～t2、t2～t3、t3～t4时间段内的各模态等效电路(图中电流方向标记为正方向)；

附图24是附图17所示变换器在输入电源电压跌落时采用pwm控制的电压增益示意图；

附图25是附图17所示变换器在输入电源电压跌落时的实验波形图。

以上附图中的符号名称：uin为输入源；cin为输入母线电容；10为原边开关网络；a、b为原边开关网络(10)的两个输出端口；20，k(k＝1～n)为副边全波有源整流电路；ck、dk、ek(k＝1～n)为副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的三个输入端口；30，k(k＝n+1～n+m)为副边全波有源整流电路；ck、dk、ek(k＝n+1～n+m)为副边整流电路(30，k(k＝n+1～n+m))的三个输入端口；lr为谐振电感；cr为谐振电容；tk(k＝1～n+m)为变压器；lmk(k＝1～n+m)为变压器(tk(k＝1～n+m))的原边激磁电感；nk(k＝1～n+m)为变压器(tk(k＝1～n+m))的原副边匝比；s1、s2、s3、s4分别为原边第一、第二、第三、第四开关管；dk，1、dk，2、dk，3、dk，4(k＝1～n)分别为副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的第一、第二、第三、第四整流二极管；sk，a(k＝1～n)为副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的辅助开关管；sk，s1、sk，s2(k＝1～n)分别为副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的第一、第二同步整流开关管；dk，3、dk，4(k＝n+1～n+m)分别为副边全波整流电路(30，k(k＝n+1～n+m))的第三、第四整流二极管；co为输出滤波电容；ro为输出负载；uo为输出电压；io为输出电流；m为电压增益；fn为标一化开关频率；fnmin为最低开关频率的标一化值；fnmax为最高开关频率的标一化值；ilr为流过谐振电感lr的电流；ilmk(k＝1～n+m)为流过变压器激磁电感lmk(k＝1～n+m)的电流；idk，3、idk，4(k＝1～n+m)为流过副边全波有源整流电路二极管dk，3、dk，4(k＝1～n+m)的电流；ulr、ucr分别为lr、cr两端的电压；ugs1、ugs2、ugs3、ugs4和ugsk，a(k＝1～n)分别为开关管s1、s2、s3、s4和sk，a(k＝1～n)的驱动电压；uab为原边开关网络(10)两个端口a、b之间的电压；t0～t8为时间。

具体实施方式

结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

如附图4所示，所述一种全波有源整流型llc谐振变换器由输入源(uin)、输入母线电容(cin)、原边开关网络(10)、谐振电感(lr)、谐振电容(cr)、变压器(t)、n(≥1)个副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))、m(≥0)个副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))、输出滤波电容(co)和输出负载(ro)构成，其中变压器(tk，k＝1～n+m)原边激磁电感值为lm；所述原边开关网络(10)的输入两端分别与输入源(uin)的两端相连，原边开关网络(10)的输出端a与谐振电感(lr)的一端相连，谐振电感(lr)另一端与变压器(t1)原边绕组的同名端相连，变压器(t1)原边绕组的异名端和变压器(t2)原边绕组的同名端相连，以此类推，变压器(tk，k＝1～n+m-1)原边绕组的异名端和变压器(tk+1，k＝1～n+m-1)原边绕组的同名端相连，变压器(tn+m)原边绕组的异名端和谐振电容(cr)的一端相连，谐振电容(cr)的另一端和原边开关网络(10)的输出端b相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的同名端和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的中心抽头和副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端·(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝1～n)副边绕组的异名端和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的同名端和副边全波整开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端ck(k＝n+1～n+m)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的中心抽头和副边全波整流电路(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端dk(k＝n+1～n+m)相连，变压器(tk，k＝n+1～n+m)副边绕组的异名端和副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输入端ek(k＝n+1～n+m)相连，副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输出两端、副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的输出正负两端分别和输出滤波电容(co)的正负极两端、输出负载(ro)两端相连。

如附图5、附图6、附图7、或者附图8所示，所述原边开关网络(10)可以为不对称半桥开关网络，也可以是对称半桥开关网络，还可以是全桥开关网络。

如附图9所示，所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种共阴的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)、第四整流四极管(dk，4，k＝1～n)和副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阳极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极相连，第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阴极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阴极、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阳极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连。

如附图10所示，所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种共阳的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)、第四整流四极管(dk，4，k＝1～n)和副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阴极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极相连，第三整流二极管(dk，3，k＝1～n)的阳极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阳极、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极和第四整流二极管(dk，4，k＝1～n)的阴极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连。

如附图11所示，所述副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))为一种带同步整流功能的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)、第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)和辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的源极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极相连，第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的漏极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的漏极、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的源极、副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管（sk，a，k＝1～n)的源极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连。

如附图12所示，所述副边全波有源整流开关网络（20，k(k＝1～n))为另一种带同步整流功能的全波有源整流电路，它由第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)、第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)、第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)、第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)和辅助开关管(sk，a，k＝1～n)构成，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阴极和第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的漏极、副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端ck(k＝1～n)相连，第一整流二极管(dk，1，k＝1～n)的阳极和第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阳极、辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的源极相连，第一同步整流开关管(sk，s1，k＝1～n)的源极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的源极、输出滤波电容(co)的负极、输出负载(ro)的负极相连，第二整流二极管(dk，2，k＝1～n)的阴极和第二同步整流开关管(sk，s2，k＝1～n)的漏极、副边全波有源整流电路(20，k(k＝1～n))的输入端ek(k＝1～n)相连，辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的漏极和副边全波有源整流开关网络(20，k(k＝1～n))的输入端dk(k＝1～n)、输出滤波电容(co)的正极、输出负载(ro)的正极相连。

如附图13、附图14、附图15、或者附图16所示，所述副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))可以为全波整流开关网络，或者带同步整流功能的全波整流开关网络。

所述一种全波有源整流型llc谐振变换器的控制策略为，当输入电压在额定工作点附近时，副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)保持关闭，通过调节变换器原边开关网络的开关频率，维持输出电压恒定，变换器工作在谐振频率点附近。

所述一种全波有源整流型llc谐振变换器的控制策略为，当输入电压跌落时，通过变频控制无法维持输出电压时，副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)采用脉宽调制策略(pwm)，变换器固定工作在谐振频率点，通过增大副边辅助开关管(sk，a，k＝1～n)的占空比，维持输出电压恒定不变。首先增大副边辅助开关管(s1，a)的占空比，维持输出电压恒定不变；当辅助开关管(s1，a)占空比达到1时，增大辅助开关管(s2，a)的占空比；以此类推，当辅助开关管(sk，a，k＝1～n-1)占空比达到1时，增大辅助开关管(sk+1，a，k＝1～n-1)的占空比；若副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的数量m＝0，第n个副边全波有源整流开关网络(20，n)占空比必须小于1；若副边全波整流开关网络(30，k(k＝n+1～n+m))的数量m≥1，第n个副边全波有源整流开关网络(20，n)占空比可以达到最大占空比1。

本发明的目的是针对掉电保持场合实现高效率、高功率密度的隔离直流变换，为了实现该目的，本发明采用全波有源整流电路的方式拓宽变换器的输入电压范围。本发明在传统llc副边全波整流电路中引入辅助有源开关管，掉电保持模式下固定工作在谐振频率点，采用脉宽调制，变换器出现了本发明所特有的工作模式，如式(1)所示的电压增益。这种工作模式大大减小了对变换器工作在变频模式的峰值增益的需求，通过优化谐振腔参数，可以明显提升变换器的效率，减小输入母线电容大小，满足掉电保持场合的需求。

下面以附图17中所示的原边开关网络(10)原边采用不对称半桥开关网络、副边全波有源整流开关网络(20，1)采用一种共阴的全波整流电路、不含副边全波整流开关网络(30，k)(n＝1，m＝0)的一种全波有源整流型llc谐振变换器为例来说明本发明的工作原理。当输入电压在正常额定点附近时，副边辅助开关管(s1，a)保持关闭，变换器采用常规的变频控制，工作原理和特性与传统llc相同，工作波形如附图2所示，此处不再作详细描述。

附图18给出了本发明在输入电源掉电时的典型工作波形。在附图18中，该变换器原边第一开关管(s1)驱动ugs1和第二开关管(s2)驱动ugs2为占空比50％的方波，而且互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压uab正脉冲幅值为uin、负脉冲幅值为0，uab正负脉冲宽度都为50％。

t0时刻之前，原边第二开关管(s2)、副边辅助开关管(s1，a)处于开通状态，激磁电感lm，1被短路，谐振电感(lr)和谐振电容(cr)谐振。副边第三、第四整流二极管d1，3和d1，4都处于反向截止状态。

t0时刻，原边第二开关管(s2)关断，谐振电流ilr给原边第一开关管(s1)寄生电容放电的同时，给原边第二开关管(s2)寄生电容充电。副边电流流过副边第一整流二极管(d1，1)以及辅助开关管(s1，a)。由于变压器(t1)的副边电压为0，激磁电流ilm保持不变。谐振电感(lr)和谐振电容(cr)谐振，输出滤波电容(co)单独向输出负载(ro)供电，t0～t1时间段内的模态等效电路如附图21所示。

t1时刻，原边第一开关管(s1)开通，副边辅助开关管(sa)保持导通，副边第三、第四整流二极管d1，3和d1，4仍处于反向截止状态。谐振电感(lr)继续和谐振电容(cr)谐振，谐振电流ilr迅速上升，从输入源(uin)吸入能量，副边电流流过副边第一、第二整流二极管d1，1、d1，2以及辅助开关管(s1，a)。由于变压器(t1)的副边电压为0，激磁电流im保持不变。输出滤波电容(co)向输出负载(ro)供电，直到t2时刻辅助开关管(s1，a)的关断。t1～t2时间段内的模态等效电路如附图22所示。

t2时刻，副边辅助开关管(s1，a)关断，副边第三整流二极管d1，3导通，变压器被输出电压(uo)箝位，电流ilm线性上升。该模态中，谐振电感(lr)和谐振电容(cr)谐振，与输入源(uin)共同向负载(ro)提供能量。t2～t3时间段内的模态等效电路如附图23所示。

t3时刻，副边辅助开关管(s1，a)开通，副边第三、第四整流二极管d1，3和d1，4反向截止，原边第一开关管(s1)保持导通。谐振电感(lr)继续和谐振电容(cr)谐振，从输入源(uin)吸入能量，副边电流流过副边第一、第二整流二极管d1，1、d1，2以及辅助开关管(s1，a)。变压器(t1)的副边电压为0，激磁电流ilm保持不变。输出滤波电容(co)向输出负载(ro)供电。t3～t4时间段内的工作过程与t1～t2时间段相同，模态等效电路如附图22所示。

t4时刻，原边第一开关管(s1)关断，下半个开关周期开始，工作过程类似，不再重复叙述。

在附图18的整个工作过程中，谐振电容(cr)的直流偏置电压为输入电源(uin)的一半uin/2。假设激磁电感(lm)无穷大，激磁电流恒等于0，采用时域分析法推导此时的变换器电压增益，如式(1)所示。

变压器(t1)副边引入有源整流后，附图17所示变换器的电压增益范围得到了明显的扩展，如附图24所示，可以达到较宽的工作范围。与现有文献中的变换器相比，附图17所示变换器的变压器(t1)工作在对称状态，不存在偏磁，变压器结构也更简单。

如附图25所示，为附图17所示变换器在输入电压跌落时进入掉电保持模式的工作波形，从图中可以看出附图17所示变换器在副边引入有源整流之后，可以有效的拓宽变换器输入电压工作范围，而且与理论分析的工作过程一致。

如附图19所示的采用同步整流的一种全波有源整流型llc谐振变换器工作过程与附图17所示的变换器类似，区别仅在于附图17中的第三、第四整流二极管d1，3、d1，4替换成附图19中的第一、第二同步整流开关管s1，s1、s1，s2，变换器工作在同步整流模式，可以进一步提高变换器效率，其工作波形如附图20所示，此处不在赘述。

根据上述实施例的描述可知，与现有文献中的变换器相比，本发明的变压器工作在对称状态，不存在偏磁，而且结构简单；能够同时满足电源系统对稳态工作点效率和暂态电压跌落维持两种需求，克服了传统变频控制llc谐振变换器无法兼顾稳态效率和暂态电压调节能力的缺陷，特别适合服务器电源、轨道交通电源等要求电源系统具备掉电保持维持能力的应用场合。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。