一种高电压增益的LCL谐振式直流-直流变换器的制作方法

本发明涉及一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器，属电力电子技术领域。

背景技术：

高效率的直流-直流变换器技术一直是电力电子技术行业研究的重点。lcl谐振式直流-直流变换器能实现原边功率开关管的零电压(zvs)开通和副边二极管的零电流(zcs)关断，具备高效率特性；而且在开关频率fs等于谐振频率fr的理想情况下具有恒流源的性质(见-马皓，俞宏霞，严颖怡，“电流源型lcl谐振式变换器的研究”.中国电机工程学报，2009(9)：28-34)，所以比较适合于蓄电池充电器等领域使用。

然而，传统lcl谐振式直流-直流变换器在大电流输出、品质因数q较大时的电压增益gv值(gv等于输出电压uo除以输入电压uin)不高，限制了其在宽范围输出电压和大充电电流场合下的应用。这与其工作原理是有关的。如图1的传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器及图2的4个开关管开关信号所示，传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器在半个开关周期ts/2内有两种工作阶段：1)lcl谐振阶段：此阶段s1和s4(后半周期s2和s3)导通，加在lr、cr和lk构成的lcl谐振腔的输入电压uab等于输入电压uin，电路开始进入lcl谐振状态。2)死区阶段：此阶段各开关管关断，反并二极管d2和d3(后半周期d1和d4)导通，加在lcl谐振腔的输入电压uab等于-uin，直至谐振电感电流和谐振电容电压下降到零。lcl谐振阶段是电路的主要工作阶段，忽略励磁电流时，该谐振是一个初始状态为0的谐振，即初始谐振电感电流为0和初始谐振电容电压为0，这限制了电压增益的提高。如果能够在lcl谐振阶段之前加入一个对谐振器件预先储能的阶段，电路就能获得一个更高的电压增益。

因此，有必要改进现有的lcl谐振式直流-直流变换器，在保留其软开关特性的基础上，提高其直流电压增益，使其更适合于宽输出电压范围应用的场合。

技术实现要素：

本发明的目的是，针对传统lcl谐振式直流-直流变换器在lcl谐振初始状态为零导致的电压增益gv值不高的问题，提供一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器。

本发明实现的技术方案在于，一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器，包括：直流电源uin、反激变压器tx1和主变压器tx2、与两个变压器原边绕组相连的原边电路、与反激变压器tx1副边绕组相连的二极管d5、与主变压器tx2副边绕组相连的整流电路，以及输出电容co和负载电阻ro。其拓扑结构如图3所示。

与反激变压器和主变压器原边绕组相连的原边电路包括四个功率开关管及其四个反并联二极管，一个谐振电容cr和一个谐振电感lk；所述功率开关管包括第一功率开关管s1～第四功率开关管s4；所述二极管包括第一二极管d1～第四二极管d4。

所述反激变压器的原边绕组同名端连接直流电源的正极，原边绕组的异名端连接第一功率开关管s1和第三功率开关管s3的集电极；第一功率开关管s1的发射极与第二功率开关管s2的集电极串联，并与谐振电容cr的上端和谐振电感lk的左端相连。谐振电感lk的右端与主变压器tx2原边绕组的同名端相连。第三功率开关管s3的发射极与第四功率开关管s4的集电极相连，并与谐振电容cr的下端和主变压器tx2原边绕组的异名端相连。直流电源的负极连接第二功率开关管s2和第四功率开关管s4的发射极；所述反激变压器tx1副边绕组的同名端接地，即输出电压uo的负极；tx1副边绕组的异名端接第五二极管d5的阳极，第五二极管d5的阴极接输出电容co的上端，即输出电压uo的正极；输出电容co的下端接地，即输出电压uo的负极。

所述反激变压器为原边连接的lcl谐振电路提供了谐振电感lr，即反激变压器原边电感lr与谐振电容cr及谐振电感lk构成的lcl谐振电路；所述反激变压器tx1的原边电感lr在lcl谐振阶段之前就预先储能，使得所述lcl谐振是一个初始状态为非零状态，具有初始储能的谐振。

所述整流电路，由第六二极管、第七二极管、第八二极管和第九二极管构成全桥整流电路，如图4中虚线框内所示。第六二极管d6的阳极和第七二极管d7的阴极连接主变压器tx2副边绕组的同名端；第八二极管d8的阳极和第九二极管d9的阴极连接tx2副边绕组的异名端；第六二极管d6的阴极和第八二极管d8的阴极连接，并与输出电容co的上端相连；第七二极管d7的阳极和第九二极管d9的阳极相连，并与输出电容co的下端相连。

所述整流电路可用以下全波整流电路结构替代应用：

所述全波整流电路由第十二极管d10和第十一二极管d11构成，如图5中虚线框内所示；与之相连的主变压器tx2的副边绕组含中间抽头；主变压器tx2副边绕组上端接第十二极管d10的阳极；tx2副边绕组下端接第十一二极管d11的阳极；tx2副边绕组的中间抽头接输出电容co的下端。第十二极管d10的阴极与第十一二极管d11的阴极相连，并接到输出电容co的上端。

所述第一功率开关管s1～第四功率开关管s4的栅极分别接收外部电路提供的开关信号ug1～ug4。所述的开关信号ug为高电平时，对应的功率开关管导通；开关信号ug为低电平时，对应的功率开关管关断；

所述第一功率开关管s1～第四功率开关管s4采用固定开关频率fs控制，在一个开关周期ts内分为t0～t6六个阶段，具体的开关时序如图6所示。

动作顺序如下：

(1)[t0～t1]阶段：ug1和ug2输出高电平，ug3和ug4输出低电平，此阶段持续时间为tb；

(2)[t1～t2]阶段：ug1和ug4输出高电平，ug2和ug3输出低电平，此阶段持续时间为tr；

(3)[t2～t3]阶段：ug1，ug2，ug3和ug4都输出低电平，此阶段持续时间为td；

(4)[t3～t4]阶段：ug3和ug4输出高电平，ug1和ug2输出低电平，此阶段持续时间为tb；

(5)[t4～t5]阶段：ug2和ug3输出高电平，ug1和ug4输出低电平，此阶段持续时间为tr；

(6)[t5～t6]阶段：ug1，ug2，ug3和ug4都输出低电平，此阶段持续时间为td；

开关时序中，t0～t3和t3～t6各为开关周期ts的一半。

本发明的有益效果是，本发明一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器与传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器相比：前者在前后半个开关周期内分别增加了[t0～t1]和[t3～t4]两个预储能阶段，使变压器tx1的原边电感lr(相当于传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器中的谐振电感lr)在lcl谐振阶段之前就预先储能，使得它的lcl谐振是一个具有初始状态为非零状态，具有初始储能的谐振。而且前者可以通过调整[t0～t1]和[t3～t4]的时间来调整初始储能幅值，从而灵活地提高lcl谐振电感lr的初始电流，在谐振过程中传递更多的能量，获得更高的电压增益。

本发明一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器相对传统的lcl谐振直流-直流变换器的优点是：在不增加功率开关管数量且各功率开关管仍为软开关的前提下，将谐振电感移至直流电源侧，通过调节[t0～t1]和[t3～t4]两个阶段的时间，使谐振电感lr在lcl谐振之前能灵活地提前储能，增加了在lcl谐振阶段可传递的能量。在保留了lcl谐振特性的基础上，实现了电压增益的提高。

本发明可以应用于输出电压范围要求较宽的各类充电电源中。

附图说明

图1为传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器；

图2为传统全桥lcl谐振式直流-直流变换器中4个开关管的开关信号，其中，1-导通，0-关断；

图3为本发明一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器；

图4为全桥整流电路及其周边连接电路；

图5为全波整流电路及其周边连接电路；

图6为一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器中的4个开关管的开关信号；

图7为采用了全桥整流电路的一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器；

图8为实施例理想的开关信号及谐振波形；

图9为实施例在[2(t1-t0)/ts]＝0条件下的实验波形(从上到下依次：驱动电压ug4，电感电流ir，输出电压uo，谐振电容电压ucr)；

图10为实施例在[2(t1-t0)/ts]＝0.3条件下的实验波形，(从上到下依次：驱动电压ug4，电感电流ir，输出电压uo，谐振电容电压ucr)。

具体实施方式

以下结合图7的一个具体实施例对本发明做进一步的详细说明。仅用以说明而非限制本发明的技术方案。

本实施例如图7所示，本实施例一种高电压增益的lcl谐振式直流-直流变换器的实施电路，其与主变压器tx2副边绕组相连的整流电路是全桥整流电路。电路包含直流电源uin、反激变压器tx1和主变压器tx2、四个带反并联二极管的功率开关管：第一功率开关管s1～第四功率开关管s4，一个谐振电容cr、一个谐振电感lk、第五二极管d5，与主变压器tx2副边绕组相连的四个二极管：第六二极管d6～第九二极管d9构成的全桥整流电路，以及输出电容co和负载电阻ro。

反激变压器tx1原边绕组同名端与直流电源uin的正极相连，异名端与第一功率开关管s1和第三功率开关管s3的集电极相连。第一功率开关管s1的发射极与第二功率开关管s2的集电极串联，并与谐振电容cr的上端和谐振电感lk的左端相连。谐振电感lk的右端与主变压器tx2原边绕组的同名端相连。第三功率开关管s3的发射极与第四功率开关管s4的集电极相连，并与谐振电容cr的下端和主变压器tx2原边绕组的异名端相连。第四功率开关管s4的发射极与第二功率开关管s2的发射极相连，并连接直流电源uin的负极。反激变压器tx1副边绕组的同名端接地，即输出电压uo的负极。tx1副边绕组的异名端接第五二极管d5的阳极，第五二极管d5的阴极接输出电容co的上端，即输出电压uo的正极。输出电容co的下端接地，即输出电压uo的负极。主变压器tx2副边绕组的同名端与第六二极管d6的阳极和第七二极管d7的阴极相连。tx2副边绕组的异名端与第八二极管d8的阳极和第九二极管d9的阴极相连。第六二极管d6的阴极和第八二极管d8的阴极连接，并与输出电容co的上端相连。第七二极管d7的阳极和第九二极管d9的阳极相连，并与输出电容co的下端相连。

假设开关管和二极管导通电阻为0。

两个变压器原副边变比都为1。

结合图8所示的四个功率开关管：第一功率开关管s1～第四功率开关管s4在一个开关周期ts内的理想开关信号ug1～ug4及谐振电流ir波形，本实施例的工作原理如下所述：

在t0初始时刻：谐振电容cr的电压ucr为0，谐振电流ir和tx2的原边电流ip都为0。

(1)[t0～t1]预储能阶段：第一功率开关管s1和第二功率开关管s2导通并实现零电流(zcs)开通，uin作用在tx1的原边电感lr上，ir线性上升。至t1时刻，ir上升至[uin×(t1-t0)/lr]。

(2)[t1～t2]lcl谐振阶段：t1时刻，第二功率开关管s2关断，第四功率开关s4导通。因为谐振电容cr的初始电压ucr为0，第二功率开关管s2实现零电压关断，第四功率开关管s4实现零电压开通。此阶段该电路进入反激变压器tx1原边绕组电感lr，谐振电容cr和谐振电感lk的谐振状态，与传统的lcl谐振电路谐振工作方式一样。电路首先是lr与cr谐振，cr电压上升。当cr电压上升至大于uo时，第六二极管d6和第九二极管d9导通，lr、cr和lk开始共同谐振。副边流过谐振电流is。

(3)[t2～t3]死区阶段：t2时刻，第一功率开关管s1和第四功率开关管s4关断。lr产生反电动势，感应到tx1副边绕组上，导致第五二极管d5导通。此部分的工作原理与反激电路开关管关断时一样。lr的电流转移到变压器tx1的副边，变压器tx1的副边电流在uo的作用下迅速下降到零，之后受第五二极管d5反向恢复特性的影响，流过反向恢复电流，直至为零。另外，此阶段cr继续与lk谐振，第六二极管d6和第九二极管d9继续导通，直至cr上电压ucr下降到零，能量通过整流电路完全释放到co上。

(4)[t3～t4]预储能阶段：第三功率开关管s3和第四功率开关管s4导通，并实现零电流(zcs)开通，uin作用在tx1的原边电感lr上，ir线性上升。至t4时刻，ir上升至[uin×(t4-t3)/lr]。

(5)[t4～t5]lcl谐振阶段：t4时刻，第四功率开关管s4关断，第二功率开关管s2导通。因为谐振电容cr的初始电压ucr为0，第四功率开关管s4实现零电压关断，第二功率开关管s2实现零电压开通。此阶段该电路进入lr，cr，lk谐振状态，与传统的lcl谐振电路谐振工作方式一样。电路首先是lr与cr谐振，cr电压上升。当cr电压上升至大于uo时，第七二极管d7和第八二极管d8导通，lr、cr和lk开始共同谐振。副边流过谐振电流is。

(6)[t5～t6]死区阶段：t5时刻，第二功率开关管s2和第三功率开关管s3关断。lr产生反电动势，感应到tx1副边绕组上，导致第五二极管d5导通。此部分的工作原理与反激电路开关管关断时一样。lr的电流转移到变压器tx1的副边，变压器tx1的副边电流在uo的作用下迅速下降到零，之后受第五二极管d5反向恢复特性的影响，流过反向恢复电流，直至为零。另外，此阶段cr继续与lk谐振，第七二极管d7和第八二极管d8继续导通，直至cr上电压ucr下降到零，能量通过整流电路完全释放到co上。

所提变换器比传统的全桥lcl谐振式直流-直流变换器具有更高电压增益的原理是：因为存在[t0～t1]预储能阶段和[t3～t4]预储能阶段，所提变换器的lcl谐振是一个电感电流ir非零初始状态的谐振；而传统的全桥lcl谐振式直流-直流变换器在此阶段产生的lcl谐振是一个电感电流初始状态为零的谐振。根据电路原理，假设t1时刻所提变换器中lr的初始电流为i(0-)，lr的初始状态可以表示为一个串联在电路中的电压源[lr×i(0-)]，其值为[uin×(t1-t0)]，再将其在半个开关周期内平均，可以变换成[2uin×(t1-t0)/ts]。这样，在这个lcl谐振阶段，所提变换器的lcl谐振腔的输入电压uab等效于[uin+2uin×(t1-t0)/ts]。而传统的全桥lcl谐振式直流-直流变换器在这个阶段输入电压uab则只是uin。可见，提高[t0～t1]预储能阶段和[t3～t4]预储能阶段在开关周期中的占比[2×(t1-t0)/ts]，所提变换器在lcl谐振阶段会有更高等效谐振腔输入电压uab，也就有了更高的输出电压，相当于增加了电路电压增益。

所提变换器的电压增益是传统变换器电压增益的[1+2×(t1-t0)/ts]倍，其谐振参数的设计方法可以参考传统的lcl谐振电路。当然，当[t0～t1]和[t3～t4]的时间为0时，本变换器与传统变换器的电压增益就一样了。

本实施例中，输入电源uin为100v，变压器tx1和tx2的原副边匝比为1，lr＝lk＝32uh，cr＝44nf，变压器tx2的励磁电感为1.8mh，输出电容co＝470uf。谐振频率fr＝134khz，开关频率fs＝100khz，ro＝96.8欧姆。

图9为[t0～t1]和[t3～t4]的时间为0时的测试实验波形：从上到下依次为s4驱动电压ug4，电感电流ir，输出电压uo，谐振电容cr电压ucr。此时输出电压uo为100v。这种工作状况与传统变换器一样。

图10为[t0～t1]预储能阶段时间占空比[1+2×(t1-t0)/ts]为0.28实验波形，此时输出电压uo为125v。这与理论分析基本吻合。图中的测试波形从上到下依次为s4驱动电压ug4，电感电流ir，输出电压uo，谐振电容cr电压ucr。对比图9和图10的实验可见，所提变换器能够通过增加储能阶段时间占空比，提高变换器的电压增益，提高输出电压uo。