三相Boost集成式升压逆变器及其混合调制方法与流程

本发明涉及电力电子变换器技术领域的逆变器，尤其涉及一种三相boost集成式升压逆变器及其混合调制方法。

背景技术：

光伏并网发电是太阳能利用的主要形式之一。光伏阵列输出电压受光照、温度的影响而大范围波动。为了确保可靠逆变，三相光伏并网发电系统通常采用两种结构形式。第一种是boost变换器级联三相电压型全桥逆变器的两级式结构。第二种是只采用三相电压型全桥逆变器的单级式结构。前者的优点在于逆变器的电压应力较低，开关损耗较小。然而，两级式结构的整体效率难以提升。后者的优点在于拓扑结构简单，器件数量少。然而，其要求光伏电池大量串联，以使得最恶劣工况(即最高温度且最低光照，此时的开路电压和最大功率点电压最低)下的逆变器的输入电压高于700v，从而导致正常工况下逆变器承受极大的电压应力，增加了系统的开关损耗和成本，降低了可靠性。

为此，越来越多的学者开始将研究目光转向单级式三相升压逆变器。目前，已经见诸报道的三相升压逆变器大致可分为电流型逆变器、z源逆变器、差动式逆变器以及集成式逆变器等四类。与前面三种相比，集成式逆变器通过共用功率器件，将升压式变换器和传统全桥逆变器集成在一起，显著减少了元件数量，降低了系统成本，提高了集成度和效率，因此受到了广泛关注。

技术实现要素：

发明目的：本发明的目的是为了解决现有技术中的不足，提供一种三相boost集成式升压逆变器及其混合调制方法，该逆变器将boost变换器和三相电压型全桥逆变器集成在一起，采用pwm调制控制直流母线电压，采用spwm调制控制输出交流电压波形，具有电压增益高、输出电压thd小、升压电感量小等优点。

技术方案：本发明所述的一种三相boost集成式升压逆变器，包括直流电源uin，升压滤波电容cin，防反二极管d1-d3，升压电感l1，开关管s1-s6，滤波电感lo1-lo3，滤波电容co1-co3和负载电阻r，所述直流电源uin的正极与升压电感l1的一端连接，所述升压电感l1的另一端分别连接有防反二极管d1、防反二极管d2、防反二极管d3的一端；所述防反二极管d1的另一端分别连接有开关管s1、开关管s2、滤波电感lo1的一端；所述防反二极管d2的另一端分别连接有开关管s3、开关管s4、滤波电感lo2的一端；所述防反二极管d3的另一端分别连接有开关管s5、开关管s6、滤波电感lo3的一端；所述开关管s1、开关管s3、开关管s5的另一端共同连接有升压滤波电容cin的一端，所述升压滤波电容cin的另一端共同连接有直流电源uin的负极以及开关管s2、开关管s4、开关管s6的另一端；所述滤波电感lo1、滤波电感lo2、滤波电感lo3的另一端分别并联连接有滤波电容co1-co3和负载电阻r。

进一步的，所述升压电感l1的另一端分别连接有防反二极管d1、防反二极管d2、防反二极管d3的阳极。

进一步的，所述防反二极管d1的阴极分别连接有开关管s1、开关管s2、滤波电感lo1的一端；所述防反二极管d2的阴极分别连接有开关管s3、开关管s4、滤波电感lo2的一端；所述防反二极管d3的阴极分别连接有开关管s5、开关管s6、滤波电感lo3的一端。

进一步的，所述开关管s1、开关管s3、开关管s5的另一端共同连接有升压滤波电容cin的正极，所述升压滤波电容cin的负极共同连接有直流电源uin的负极以及开关管s2、开关管s4、开关管s6的另一端。

本发明还公开了上述一种三相boost集成式升压逆变器的混合调制方法，采用三相混合spwm调制方式，包括sboost、sspwm和tn三种驱动信号，该三种驱动信号共同输入逻辑运算电路得到，最终输出控制各开关管；其中，sboost用于控制直流母线电压，sboost是由直流调制波与三角载波交截产生的pwm方波，其占空比可调；sspwm用于控制逆变器逆变；tn为区间判定信号。

进一步的，sboost、sspwm两路信号的周期均等于逆变器的开关周期。

进一步的，驱动信号tn由区间判定电路产生，所述的区间判定电路包括三路相位互差120度的正弦波ua、ub、uc，比较器ca1-ca3，输出信号n0-n2；ca1的同相输入端和反相输入端分别接ua、ub，ca2的同相输入端和反相输入端分别接ua、uc，ca3的同相输入端和反相输入端分别接ub、uc；ca1、ca2的输出信号分别取反然后相与作为信号n0；ca3的输出信号取反同ca1的输出信号相与得到信号n1；ca3的输出信号同ca1的输出信号相与得到信号n2。

进一步的，驱动信号sspwm的产生电路包括正弦调制信号ur和三角载波信号uc；信号ur和uc经过比较器ca1和ca2比较产生两路spwm信号；将ca2的输出信号取反，然后与ca1的输出信号一起输入或门电路，即得所需的驱动信号sspwm。

进一步的，所述sspwm信号包括三路，分别为sspwm.ab、sspwm.bc、sspwm.ca，这三路sspwm信号分别由相位依次互差120度的正弦调制波输入区间判定电路产生。

进一步的，逻辑运算电路包括a相、b相、c相三路，各相电路分别包括多个与门和非门。

有益效果：本发明提供的一种三相boost集成式升压逆变器及其混合调制方法，该逆变器将boost变换器和三相电压型全桥逆变器集成在一起，采用pwm调制控制直流母线电压，采用spwm调制控制输出交流电压波形，具有电压增益高、输出电压thd小、升压电感量小等优点。

附图说明

图1为三相boost集成式升压逆变器拓扑结构示意图；

图2为本发明的控制策略框图；

图3为本发明的区间判定信号产生的电路图；

图4为本发明的sspwm信号产生的电路图；

图5为本发明的tn、sboost和sspwm三种信号进行混合逻辑运算的电路图；

图6为本发明各开关管控制信号产生电路；

图7为本发明在一个工频周期内的驱动波形图；

图8为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图9为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图10为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图11为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图12为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图13为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图14为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图15为本发明调制方法中的其中一个模态等效电路图；

图16为本发明调制方法中的区间1的主要波形图；

图17为本发明仿真验证中的系统仿真波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明的技术方案作进一步详细说明。

如图1所示的一种三相boost集成式升压逆变器，包括直流电源uin，升压滤波电容cin，防反二极管d1-d3，升压电感l1，开关管s1-s6，滤波电感lo1-lo3，滤波电容co1-co3和负载电阻r。所述直流电源uin的正极与升压电感l1的一端连接，所述升压电感l1的另一端分别连接有防反二极管d1、防反二极管d2、防反二极管d3的阳极；所述防反二极管d1的阴极分别连接有开关管s1、开关管s2、滤波电感lo1的一端；所述防反二极管d2的阴极分别连接有开关管s3、开关管s4、滤波电感lo2的一端；所述防反二极管d3的阴极分别连接有开关管s5、开关管s6、滤波电感lo3的一端；所述开关管s1、开关管s3、开关管s5的另一端共同连接有升压滤波电容cin的正极，所述升压滤波电容cin的负极共同连接有直流电源uin的负极以及开关管s2、开关管s4、开关管s6的另一端；所述滤波电感lo1的另一端分别连接有滤波电容co1和负载电阻r，滤波电感lo2的另一端分别连接有滤波电容co2和负载电阻r，滤波电感lo3的另一端分别连接有滤波电容co3和负载电阻r。

上述三相boost集成式升压逆变器的拓扑结构中，开关管s1、s2串联构成逆变器的第一桥臂，连接节点为a；开关管s3、s4串联构成逆变器的第二桥臂，连接节点为b；开关管s5、s6串联构成逆变器的第三桥臂，连接节点为c。

图2为本发明的控制策略框图。相比于传统的单极性调制方式，三相混合spwm调制方式涉及三种信号sboost、sspwm(sspwm.ab、sspwm.bc、sspwm.ca)和区间判定电路信号tn。这三种信号为合成开关管驱动信号的必要信号。其中，sboost用于控制直流母线电压，sspwm用于控制逆变器逆变。sboost、sspwm两路信号的周期均等于逆变器的开关周期。

图3为本发明的区间判定电路。ua、ub、uc分别为三路相位互差120度的正弦波。比较器ca1的同相输入端和反相输入端分别接ua、ub，比较器ca2的同相输入端和反相输入端分别接ua、uc，比较器ca3的同相输入端和反相输入端分别接ub、uc。比较器ca1、ca2的输出信号分别取反然后相与作为信号n0；比较器ca3的输出信号取反同比较器ca1的输出信号相与得到信号n1；比较器ca3的输出信号同比较器ca1的输出信号相与得到信号n2。

图4给出了sspwm的产生电路及其相关信号。其中，ur为正弦调制信号；uc为三角载波信号，其可以是对称三角波，也可以是前边沿或者后边沿的锯齿波。ur和uc经过比较器ca1和ca2比较产生两路spwm信号；将ca2的输出信号取反，然后与ca1的输出信号一起输入或门电路，即得所需的sspwm信号。sspwm为单极性spwm信号。本发明中共有三路sspwm信号，分别为sspwm.ab、sspwm.bc、sspwm.ca。这三路sspwm信号分别由相位依次互差120度的正弦调制波输入图3电路产生。

图5给出了tn、sboost和sspwm三种信号进行混合逻辑运算的具体电路。此逻辑运算电路共分a相、b相、c相三路，分别如图5(a)、(b)、(c)所示。为了简化说明，仅以a相电路为例进行介绍。a相逻辑运算电路的输入信号分别接n0、sboost、sspwm.ab和sspwm.ca。n0同sboost相与即得信号vgs_a1。n0同sspwm.ab相与后取反所得信号与sboost相与后，再同n0相与即得信号vgs_a2。此外，由b相逻辑运算电路得到三路输出信号vgs_b1、vgs_b2、vgs_b3。由c相逻辑运算电路得到三路输出信号vgs_c1、vgs_c2、vgs_c3。

图6给出了控制开关管信号产生的逻辑电路。vgs_a1、vgs_b2、vgs_c2相或即可得到s2的驱动信号，对其进行取反得到s1的驱动信号。同理，vgs_a2、vgs_b1、vgs_c3相或即可得到s3、s4的驱动信号。vgs_a3、vgs_b3、vgs_c1相或即可得到s5、s6的驱动信号。

图7为本发明用于驱动三相boost集成式升压逆变器时的驱动波形。本发明根据区间判定电路输出(n0，n1，n2)的数组取值，将一个工频周期平均分为120电角度的t1(0，1，0)、t2(0，0，1)、t3(1，0，0)三个区间，逆变器在每个区间内的工作过程是相似的。sboost为占空比大于0.5的pwm波，由图2的比较器产生。sspwm.ab、sspwm.bc、sspwm.ca的产生机制在上面已经介绍，此处不再赘述。

基于该调制策略，在每个工频周期的t1段，三相boost集成式升压逆变器的第一桥臂和第三桥臂受spwm波的控制，工作于spwm方式下，第二桥臂受pwm波控制，工作于pwm方式下；在每个工频周期的t2段，三相boost集成式升压逆变器的第一桥臂和第二桥臂受spwm波的控制，工作于spwm方式下，第三桥臂受pwm波控制，工作于pwm方式下；在每个工频周期的t3段，三相boost集成式升压逆变器的第二桥臂和第三桥臂受spwm波的控制，工作于spwm方式下，第一桥臂受pwm波控制，工作于pwm方式下。每个桥臂的驱动信号逻辑表达式如表1所示。bri_1、bri_2、bri_3分别表示逆变器的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂。

表1不同区间控制信号

基于该调制策略，给出每个开关管的驱动信号逻辑表达式，如下所示：

表2给出了每个区间内涉及的变换器开关状态。表中，“1”表示导通，“0”表示关断。该升压逆变器在本发明控制下在各区间单个开关周期中的工作过程可以分成6个模态，开关时序均按照①→②→③→②→①→④的开关状态进行变换。每个工作模态对应的等效电路如图8到图15所示，区间1内工作的主要波形如图16所示。由于6个不同区间内的工作波形具有相似性，因此只给出区间1内工作的主要波形。下面分别予以分析。

表2开关管导通状态

为了简化分析，首先假设逆变器工作已经达到稳态，并且符合以下条件：①所有功率管、电感、电容均为理想元件；②输入电压uin恒定，故可等效为恒压源；③电容cin足够大，其端电压uc1近似为恒定，故可等效为恒压源；④节点n2的电位为零。

基于上述假设，

区间1：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6导通，uin通过s2，s4和s6为电感充电。l1承受正向电压uc，电流il1(t)线性增长。到t1时刻，模态1结束。

模态2：[t1-t2](等效电路如图9所示)

在t1时刻，s4关断，s3导通，二极管d1和d3导通而d2承受反向压降截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长。到t2时刻，模态2结束。

模态3：[t2-t3](等效电路如图10所示)

在t2时刻，s6关断，s5导通，二极管d1导通而d2，d3反偏截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长，到t3时刻，模态3结束。

模态4：[t3-t4](等效电路如图9所示)

在t3时刻，s5关断，s6导通。该模态工作过程与区间1中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4导通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5导通。此时，二极管d1，d2和d3均导通。l1续流为直流侧大电容cin供电，电感电流il1(t)线性下降，到t6时刻，模态6结束。

区间2：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态2：[t1-t2](等效电路如图12所示)

在t1时刻，s5开通，s6关断。二极管d1和d2导通而d3承受反向压降截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长。到t2时刻，模态2结束。

模态3：[t2-t3](等效电路如图10所示)

在t2时刻，s1开通，s2关断。该模态工作过程与区间1中的模态3基本相同，故在此不再赘述。

模态4：[t3-t4](等效电路如图12所示)

在t3时刻，s5关断，s6开通。该模态工作过程与区间2中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5开通。该模态工作过程与区间1中的模态6基本相同，故在此不再赘述。

区间3：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态2：[t1-t2](等效电路如图12所示)

在t1时刻，s5开通，s6关断。该模态工作过程与区间2中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态3：[t2-t3](等效电路如图13所示)

在t2时刻，s1开通，s2关断，二极管d1和d3导通而d2承受反向压降截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长。到t3时刻，模态3结束。

模态4：[t3-t4](等效电路如图12所示)

在t3时刻，s5关断，s6开通。该模态工作过程与区间2中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5开通。该模态工作过程与区间1中的模态6基本相同，故在此不再赘述。

区间4：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态2：[t1-t2](等效电路如图14所示)

在t1时刻，s1开通，s2关断。二极管d2和d3导通而d1承受反向压降截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长。到t2时刻，模态2结束。

模态3：[t2-t3](等效电路如图13所示)

在t2时刻，s5开通，s6关断。该模态工作过程与区间3中的模态3基本相同，故在此不再赘述。

模态4：[t3-t4](等效电路如图14所示)

在t3时刻，s5关断，s6开通。该模态工作过程与区间4中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5开通。该模态工作过程与区间1中的模态6基本相同，故在此不再赘述。

区间5：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态2：[t1-t2](等效电路如图14所示)

在t1时刻，s1开通，s2关断。该模态工作过程与区间4中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态3：[t2-t3](等效电路如图15所示)

在t2时刻，s2关断，s1开通，

模态4：[t3-t4](等效电路如图14所示)

在t3时刻，s3开通，s4关断。该模态工作过程与区间4中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5开通。该模态工作过程与区间1中的模态6基本相同，故在此不再赘述。

区间6：

模态1：[t0-t1](等效电路如图8所示)

在t0时刻，s2，s4和s6开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态2：[t1-t2](等效电路如图9所示)

在t1时刻，s3开通，s4关断。该模态工作过程与区间1中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态3：[t2-t3](等效电路如图15所示)

在t2时刻，s1开通，s2关断，二极管d1导通而d2、d3承受反向压降截止。l1承受正向电压uin，电感电流il1(t)线性增长。到t2时刻，模态2结束。

模态4：[t3-t4](等效电路如图9所示)

在t3时刻，s3开通，s4关断。该模态工作过程与区间1中的模态2基本相同，故在此不再赘述。

模态5：[t4-t5](等效电路如图8所示)

在t4时刻，s3关断，s4开通。该模态工作过程与区间1中的模态1基本相同，故在此不再赘述。

模态6：[t5-t6](等效电路如图11所示)

在t5时刻，s2、s4、s6关断，s1、s3、s5开通。该模态工作过程与区间1中的模态6基本相同，故在此不再赘述。

仿真验证

为了验证理论分析的正确性，使用saber仿真软件进行仿真验证，其设计指标如下：开关频率fs＝20khz，输出功率po＝10kw，直流输入电压uin＝120v，输出三相交流电压220v/50hz，升压电感l1＝1mh，滤波电感lo1＝lo2＝lo3＝10mh，输出滤波电容co1＝co2＝co3＝4.7μf，三相对称负载电阻r＝14.5ω，开关管s1-s6和二极管d1-d3均采用理想器件。

图17为仿真波形图。图中，udc为直流母线电压；uao、ubo、uco为逆变器输出的相电压，uin为输入电压，ilin为直流升压电感电流。可以看出，升压电感电流il1中含有3倍工频分量，其脉动峰峰值约为12.6a；uao、ubo、uco的有效值均为220v/50hz，此时的电压增益约为g＝2.6，对应的调制比为0.84。仿真结果表明，逆变器在该混合调制下能够很好地实现升压和逆变功能，且能够有效的抑制升压电感电流的脉动。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。