一种信号隔离传输电路的制作方法

本发明涉及工业测控行业中信号隔离变送器，特别涉及一种模拟量直流非零电压信号隔离传输电路。

背景技术：

在工业测控行业，信号隔离变送器作为目前信号隔离的的应用之一，在专利号为zl200910038270.0，公开日期为2009年9月9日，名称为《一种直流双极性信号隔离转换的方法及其电路》的专利文献文中公开一种隔离转换方法及其电路，如图1所示，其隔离传输电路包括第一双向开关电路、同步脉冲电路、耦合变压器、第二双向开关电路。

其电路结构为：隔离耦合变压器的原边绕组与第一双向开关器件连成输入回路，第一双向开关器件的常闭端和常开端分别连接初次绕组的两端，直流正负双极输入信号连接初次绕组的中间抽头，第一双向开关器件的公共端连接直流正负双极输入信号的参考端；隔离耦合变压器的副边绕组与第二双向开关器件连成输出回路，第二双向开关器件的常闭端和常开端分别连接副边绕组的两端，副边绕组的中间抽头连接直流正负双极信号输出端，第二双向开关器件的公共端连接直流正负双极输出信号的参考端；隔离同步脉冲发生电路的两路输出分别连接两个双向开关器件的驱动控制端。

图2为现有实际电路的应用场景图，包括隔离耦合变压器t2，由mos管q300和q301构成第一双向开关器件，有mos管q400和q401构成的第二双向开关器件，由电容c301～c304、电阻r301、r302构成的输入同步脉冲电路，由电容c401～c404、电阻r401、r402构成的输出同步脉冲电路。

其工作原理简述为：直流电压信号输入隔离耦合变压器t2的原边绕组，在同步脉冲电路控制下，第一双向开关器件的两个开关交替工作，电流交替在原边绕组中流过，完成激磁与去磁过程。在副边绕组中也交替的产生感应电流，然后在同步脉冲电路控制下，第二双向开关器件开通，完成信号还原，将变压器上的交流电压转换为直流电压输出。

其特点为：利用原、副边同步的脉冲控制信号以及开关电路对直流输入信号进行斩波，再通过耦合变压器进行信号隔离传输。

其技术关键点是要对耦合变压器原副边的开关电路提供一个同步的外部控制信号才能完成交流信号还原。因此需要额外增加同步驱动信号的隔离传输控制电路设计，如此对应产品的成本、体积、设计复杂度就会大大增加，也因此阻碍了此技术在高频化、小体积、低成本上进一步的发展。

本发明基于此进行设计。

技术实现要素：

本发明目的在于提供一种信号隔离传输电路，此电路不需额外增加控制信号隔离传输控制电路设计，能够大大简化了设计复杂度，降低成本。

本发明的目的可以通过以下方案实现：

一种信号隔离传输电路，包括信号斩波电路，用于对直流输入信号斩波；信号耦合变压器，用于隔离耦合经过斩波后的直流输入信号；信号还原电路，用于还原输出直流输出信号；

其中信号耦合变压器的原边绕组与信号斩波电路连成输入回路，信号斩波电路的两驱动输出端分别连接原边绕组的两端，直流输入信号连接初次绕组的中间抽头，信号斩波电路的公共端连接直流输入信号的参考端；

信号耦合电路的副边绕组与信号还原电路连成输出回路，信号还原电路的两驱动输入端分别连接副边绕组的两端，信号还原电路的输出回路连接副边绕组的中间抽头，信号还原电路的公共端连接直流输出信号的参考端；

通过外部互补脉冲控制信号控制信号斩波电路，实现输入直流信号斩波，斩波后的信号通过信号耦合变压器线性传输至副边，通过耦合变压器副边绕组交替驱动信号还原电路将副边交流信号还原为直流信号。

优选地，所述的信号斩波电路，包括mos管tr1、mos管tr2及驱动电路；mos管tr1漏极连接变压器原边绕组的同名端，mos管tr2漏极连接变压器原边绕组的异名端，mos管tr1栅极连接信号驱动电路第一输出，mos管tr2栅极连接信号驱动电路第二输出，mos管tr1源极连接mos管tr2源极，此连接点为信号斩波电路的公共端，控制电路第一输入用于接收外部第一脉冲控制信号，控制电路第二一输出用于接收外部第二脉冲控制信号，外部第一脉冲控制信号与外部第二脉冲控制信号为一对互补的脉冲信号。

优选地，所述的信号驱动电路包括电阻r1～电阻r4、电容c2、电容c3、二极管d1、二极管d2，电容c2一端外接第一脉冲控制信号，电容c2另一端连接电阻r1一端、电阻r2一端、二极管d1阴极，电阻r2另一端与二极管d1阳极相连作为控制电路第一输出，电阻r1另一端与电阻r3一端串联，并同时连接直流输入信号的参考端，电容c3一端外接第二脉冲控制信号，电容c3另一端连接电阻r3另一端、电阻r4一端、二极管d2阴极，电阻r4另一端与二极管d2阳极相连，作为信号驱动电路第二输出。

优选地，所述的信号还原电路，包括mos管tr1a、mos管tr2a、mos管驱动电路以及整流电路；mos管tr1a漏极连接变压器副边绕组的同名端，mos管tr1a栅极连接mos管驱动电路的第一输出，mos管tr2a漏极连接变压器副边绕组的异名端，mos管tr2a栅极连接mos管驱动电路的第二输出，mos管tr1a和mos管tr2a的源极同时连接直流输出信号的参考端，mos管驱动电路的第一输入连接变压器副边绕组的同名端，mos管驱动电路第二输入连接变压器副边绕组的异名端，整流电路作为信号还原电路的输出回路，其输入端连接变压器副边绕组的中间抽头，整流电路输出端作为直流输出信号输出端。

优选地，所述的mos管驱动电路，包括电阻r1a～电阻r4a、电容c2a、电容c3a、电容c4a、二极管d1a、二极管d2a，电容c2a一端连接变压器副边绕组的同名端，电容c2a另一端连接电阻r1a一端、电阻r2a一端、二极管d1a一端，电阻r1a另一端连接直流输出信号的参考端，电阻r2a另一端连接二极管d1a阳极，此连接点作为mos管驱动电路第二输出，电容c3a一端连接变压器副边绕组的异名端，电容c3a的另一端连接电阻r3a一端、电阻r4a一端、二极管d2a阴极，电阻r3a另一端连接直流输出信号的参考端，电阻r4a另一端连接二极管d2a阳极，此连接点作为mos管驱动电路的第一输出。

优选地，所述的信号还原电路，包括mos管tr2a、mos管驱动电路及整流电路，mos管tr2a漏极连接变压器副边绕组的异名端，mos管tr2a源极连接直流输出信号的参考端，tr2a栅极连接mos管驱动电路的输出端，mos管驱动电路第一输入连接副边绕组的同名端，mos管驱动电路第二输出连接变压器副边绕组的异名端，整流电路为信号还原电路的输出回路，其输入端连接变压器副边绕组的中间抽头，滤波电容输出端为直流输出信号的输出端。

优选地，mos管驱动电路包括电阻r1a～电阻r13a、电容c2a、电容c3a、二极管d1a，电容c2a一端连接变压器副边绕组的同名端，电容c2a另一端连接电阻r1a一端、电阻r2a一端、二级管d1a阴极，电阻r1a另一端连接直流信号输出信号的参考端，电阻r2a另一端连接二极管d1a阳极，此连接点为mos管驱动电路的输出端；电容c3a一端连接变压器副边绕组的异名端，电容c3a另一端与电阻r3a串联后连接至直流输出信号的参考端。

优选地，所述的整流电路，由电阻r15、电容c1a构成，电阻r15一端与变压器副边绕组的中间抽头相连，电阻r15另一端与电容c1a一端相连，并作为直流输出信号的输出端，电容c1a另一端连接直流输出信号的参考端。

优选地，直流输入信号的电压值大于信号还原电路中mos管tr1a与mos管tr2a栅极的开启电压。

对本发明的工作原理说明如下:

假设一个互补的脉冲控制信号周期内，在脉冲控制信号的前半周期，斩波电路中mos管tr1开通，mos管tr2关断，在脉冲控制信号的后半周期，斩波电路中mos管tr1关断，mos管tr2开通；变压器原副边绕组上均设置中间抽头，变压器原边绕组的同名端与中间抽头之间可视作变压器第一输入绕组，变压器原边绕组的中间抽头与异名端之间可视作变压器第二输入绕组，变压器副边绕组的同名端与中间抽头之间可视作变压器第一输出绕组，变压器副边绕组的中间抽头与异名端之间可视作变压器第二输出绕组；

直流输入信号u1经过输入电容c1滤波后通过变压器原边绕组的中心抽头输入，在脉冲控制信号的前半周期内，在直流输入信号u1的作用下，变压器第一输入绕组开始激磁，变压器建立磁场。此时，在变压器第二输出绕组会产生感应电动势u2，u1与u2的关系满足下式：

其中n1、n2为变压器原、副边绕组匝数，

感应电动势u2通过隔直电容c3a以及参考接地电阻r3a之后，其峰峰值约为±0.5u2，并传输至mos管tr1a栅极提供驱动电压，当驱动电压大于tr1a栅极开启电压时，mos管tr1a开通，此时mos管tr2a处于关断状态，变压器第一输出绕组通过电阻r15对滤波电容c1a进行充电，直至电容电压uc等于u2；

在脉冲控制信号的后半周期，信号斩波电路的mos管tr2开通，mos管tr1关断，则变压器第二输入绕组开通，在直流输入信号u1’作用下对变压器进行反向激磁，第一输出绕组产生感应电动势为u3，u3取值等于u1’，感应电动势u3建立之后，通过隔直电容c2a、以及参考接地电阻r1a之后，感应电动势u3的峰峰值为±0.5u3，并为mos管tr2a栅极提供驱动电压，当驱动电压大于tr2a栅极开启电压时，mos管tr2a开通，于此同时，mos管tr1a栅极电压通过二极管d2a放电，使得mos管tr1a关断，在后半周期，将由变压器第二输出绕组通过电阻r15对滤波电容c1a充电；由于电路中限流电阻r2a的存在，使得mos管tr2a开通会延迟于mos管tr1a关断，如此能够避免mos管tr1a与mos管tr2a共同导通。此时在脉冲控制信号的后半周期将存在一个短暂的区间，即mos管tr2a未完全开通，而mos管tr1a未完全关断，整流电路中电容c1a会对变压器第二输出绕组进行反向充电，但是由于整流电路中滤波电阻r15的存在，其起到了一个限流的作用，使其变压器第二输出绕组反向充电电流最大值为io＝u2/rc，避免输出滤波电容电压的波动。

当mos管tr2a完全开通后，变压器第二输出绕组则通过滤波电阻r15对滤波电容c1a进行充电，直至电容电压uc＝u3；直至脉冲控制信号进入下一控制周期，如此进行交替循环，至此斩波交流信号被还原为直流信号，实现直流输入信号的高精度的隔离传输，满足

须注意的是必须满足vin大于mos管tr1a、mos管tr2a栅极开启电压的条件下，才能实现信号线性还原。此条件也是本电路输入信号的最小值的限定条件。

与现有技术相比，本发明的优点在于，电路实现了在信号还原时电路无需提供外部的整流驱动信号，因此也省去了额外增加的控制信号隔离传输控制电路设计，大大简化了设计复杂度，提高了产品设计的可靠性，同时使得该电路更简单、体积更小、易于生产实施、成本低。

附图说明

图1为现有的信号隔离传输电路应用电路原理框图；

图2为现有的信号隔离传输电路应用电路原理图；

图3为本发明信号隔离传输电路原理框图；

图4为本发明信号隔离传输电路第一实施例原理图；

图5为本发明信号隔离传输电路第二实施例原理图。

具体实施方式

图3为本发明信号隔离传输电路的电路原理框图，一种信号隔离传输电路，包括信号斩波电路，用于对直流输入信号斩波；信号耦合变压器，用于隔离耦合经过斩波后的直流输入信号；信号还原电路，用于还原输出直流输出信号；

其中信号耦合变压器的原边绕组与信号斩波电路连成输入回路，信号斩波电路的两驱动输出端分别连接原边绕组的两端，直流输入信号连接初次绕组的中间抽头，信号斩波电路的公共端连接直流输入信号的参考端；

信号耦合电路的副边绕组与信号还原电路连成输出回路，信号还原电路的两驱动输入端分别连接副边绕组的两端，信号还原电路的输出回路连接副边绕组的中间抽头，信号还原电路的公共端连接直流输出信号的参考端；

通过外部互补脉冲控制信号控制信号斩波电路，实现输入直流信号斩波，斩波后的信号通过信号耦合变压器线性传输至副边，通过耦合变压器副边绕组交替驱动信号还原电路将副边交流信号还原为直流信号。

为了更好理解本发明，以下将采用具体实施例对本发明的信号隔离传输电路进一步进行阐述。

第一实施例

图4为本发明第一实施例的电路原理图，如图所示，较背景技术图2中的不同处在于：背景技术的应用中，变压器副边必须提供与原边调制驱动信号同步的隔离同步脉冲，在本发明的应用电路中变压器副边绕组产生驱动信号控制还原电路，实现同步整流，不需再变压器副边增设脉冲调控。

本实施例各电路结构为：

信号斩波电路：包括mos管tr1、mos管tr2、驱动电路：包括电阻r1～电阻r4、电容c2、电容c3、二极管d1、二极管d2；

信号耦合变压器：包括原边绕组和副边绕组，原副边绕组上均设置中间抽头，变压器1脚为原边绕组的同名端，变压器2脚为原边绕组的中间抽头，变压器3脚为原边绕组的异名端，变压器4脚为副边绕组的异名端，变压器5脚为副边绕组的中间抽头，变压器6脚为副边绕组的同名端；变压器1脚与2脚之间视为变压器第一输入绕组，变压器2脚与3脚之间视为变压器第二输入绕组，变压器4脚与5脚之间视为变压器第二输出绕组，变压器5脚与6脚之间视为变压器第一输出绕组；

信号还原电路：包括mos管tr1a、mos管tr2a、mos管驱动电路：包括电阻r1a～电阻r4a、电容c2a、电容c3a、二极管d1a、二极管d2a；整流电路：包括电阻r15、电容c1a。

各电路连接关系为：直流输入信号连接变压器2脚，变压器1脚连接mos管tr1漏极，mos管tr1源极连接mos管tr2源极，此连接点连接直流输入信号的参考端，mos管tr1栅极依次经电阻r2、电容c2接出连接第一脉冲控制信号；二极管d1阳极连接mos管栅极与电阻r2的连接点，二极管d1阴极连接电阻r2与电容c2的连接点，还同时连接电阻r1一端，电阻r1另一端与电阻r3一端连接，此连接点连接直流输入信号的参考端；mos管tr2漏极连接变压器3脚，mos管tr2栅极依次经电阻r4、电容c3接出连接第二脉冲控制信号，二极管d2阳极连接mos管tr2栅极与电阻r4的连接点，二极管d2阴极连接电阻r4与电容c3的连接点，此连接点连接电阻r3另一端；变压器4脚连接电容c3a一端、mos管tr2a漏极，电容c3a另一端经电阻r3a后连接至直流输出信号的参考端，mos管tr2a的源极连接直流输出信号的参考端，电阻r4a一端与二极管d2a阴极连接，此连接点连接电容c3a与电阻r3a的连接点，电阻r4a另一端与二极管d2a阳极连接，且同时连接至mos管tr1栅极；变压器5脚经电阻r15连接至直流输出信号的输出端，电容c1a一端连接直流输出信号的输出端，电容c1a另一端连接直流输出信号的参考端；变压器6脚连接电容c2a一端、mos管tr1a漏极，mos管tr1a源极连接直流输出信号的参考端，电容c2a另一端经电阻r1a连接至直流输出信号的参考端，电阻r2a一端与二极管d1a阴极连接，并同时连接至电容c2a与电阻r1a的连接点，电阻r2a另一端与二极管d1a阳极连接，并同时连接至mos管tr2a栅极。

需要说明的是，本实施必须在满足输入直流信号大于mos管tr1a、mos管tr2a栅极开启电压的条件下工作，输入直流信号u1由变压器2脚输入，一对互补驱动控制信号通过信号驱动电路的两输入实现对mos管tr1、mos管tr2开通与关断控制，实现直流输入信号的斩波，其中信号驱动电路的作用是使mos管tr1、mos管tr2能够快速关断，避免出现两者同时开通的现象，同时使mos管tr1a、mos管tr2a开通延迟于驱动信号，关断时尽量保持与驱动信号同步，整流电路中的电阻r15用于限制电容c1a在mos管tr1、mos管tr2同时关断期间与副边绕组的高频谐振噪声的幅值。

基于技术方案中的工作原理，对本实施例的信号还原电路的工作原理再进行进一步具体阐述：具体如图，直流输入信号u1经过斩波调制之后通过变压器原边将能量传输到副边，在一个驱动控制信号周期的前半周期，mos管tr1开通、mos管tr2关断，则变压器第一输入绕组输出绕组电压等于u1，极性为上负下正，假设变压器原副边绕组的匝比为1，此时变压器第一输出绕组上感应绕组电压等于u1,其极性为上负下正，同时，变压器第二输出绕组感应的绕组电压也等于u1，其极性为上负下正，此时变压器第二输出绕组的绕组电压通过电容c3a、电阻r4a对mos管tr1a的输入电容ciss充电，当充电电压上升至mos管tr1a栅极开启电压时，mos管tr1a开通，此时由变压器第一输出绕组输出，并通过电阻r15对电容c1a进行充电，直到电容ca1上电压值uc等于u1为止；

在驱动控制信号周期内的后半周期，mos管tr2开通、mos管tr1关断，直流输入信号u1’从变压器2脚输入，变压器第二输入绕组导通，此时变压器第二输入绕组输出绕组电压等于u1’，其极性为上正下负；此时变压器第一输出绕组感应到等于u1’的绕组电压，其极性为上正下负，变压器第二输出绕组也感应到等于u1’的绕组电压，其记性为上正下负。此时变压器第一输出绕组反应的绕组电压通过电容c2a、电阻r2a对mos管tr2a的输入电容ciss充电，当充电电压上升至mos管tr2a栅极开启电压时，mos管tr2a开通，此时由变压器第二输出绕组输出，通过电阻r15对电容c1a进行充电直到电容c1a上的电压uc等于u1’。

在一个脉冲控制信号周期内，信号还原电路的交替驱动变压器原边绕组传来的交流信号，如此不断循环驱动调制，直到完成交流输入信号的还原。

第二实施例

图5为第二实施例，如图所示，与第一实施例不同之处在于，信号还原电路包括mos管tr2a、mos管驱动电路：包括电阻r1a～电阻r3a、电容c2a、电容c3a、二极管r1a、整流电路：包括电阻r15、电容c1a；

其连接关系为：变压器6脚依次经过电容c2a、电阻r1a连接至直流输出信号的参考端，电阻r2a一端与二极管d1a阴极连接，并连接电容c2a与电阻r1a的连接点，电阻r2a另一端与二极管d1a阳极连接，并连接mos管tr2a栅极，mos管tr2a漏极连接变压器4脚，mos管tr2a源极连接直流输出信号的参考端，电容c3a与电阻r3a串联后并联在mos管tr2a的漏极与源极之间，电阻r15一端连接变压器5脚，电阻r15另一端连接电容c1a一端，并作为直流输出信号的输出端，电容c1a另一端连接直流输出信号的参考端。

本实施例中，在一个脉冲控制信号周期内，仅在后半周期由副边第二绕组通过驱动电路实现对第二绕组mos管tr2a的控制来实现信号还原，与第一实施例不同在于：第一实施例在一个脉冲控制信号周期内利用变压器副边绕组实现交替两次信号驱动，而本实施例在一个脉冲控制信号周期内，仅进行一次信号驱动实现信号还原，且本实施的工作原理与第一实施例大致相同，不再累述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。