一种开关电源控制模式切换电路及开关电源芯片的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种高精度的开关电源控制模式切换电路及开关电源芯片。

背景技术：

在开关电源芯片中，boost(升压)类型的开关电源芯片有着极为重要的用途，它的特点是可以控制功率管的导通与关断，使输出电压高于输入电压。其拓扑结构如图1所示，功率管驱动信号drvp为占空比为d的方波信号，用于控制功率管的导通和关断；当功率管驱动信号drvp为高电平时，p型功率开关管mp1关闭，n型功率开关管mn1导通，sw端被拉至地电位，输入电源vin在电感l1上产生对地的电流使得电感l1存储能量，此时通过c1向输出端vout供电；当功率管驱动信号drvp为低电平时，p型功率开关管mp1导通，n型功率开关管mn1关断，因为电感l1上的电流不能突变，所以sw端电位被抬高，vsw>vout，通过p型功率开关管mp1向c1和vout供电。由能量守恒定律，当电路稳定工作时可得：

vout＝vin/(1-d)；

其中，d为功率管驱动信号drvp的占空比。

而在boost电路中调制方式包括pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)和pfm(pulsefrequencymodulation，脉冲频率调制)。

当输出负载电流比较小时，如果仍然采用pwm方式调制，会导致系统功耗较大，效率降低，因此，在现有设计中，通常会在输出负载电流较小时，也即轻载时将电路的控制方式由pwm转换为pfm，当负载电流变大时，也即重载时又切换回pwm模式。因此，在这种电路和应用中，就需要设计相应的模式检测和转换电路。

如图2所示，图2为现有技术中pwm-pfm模式切换模块结构示意图；该模式切换模块，包括：用于检测流经图1中的电感l1的电流，也即负载电流的电感电流检测模块dect、用于产生驱动信号的驱动信号产生模块driver，以及pwm模块和pfm模块；其中，pwm模块通过基准参考电压vref和反馈信号vfb产生占空比为d的方波信号，方波信号经过驱动信号产生模块driver转换为功率管驱动信号drvp；而根据电感电流检测模块dect检测得到的负载电流il的大小，可以判断采用哪种调制方式对驱动信号(也即脉冲信号)drvp进行切换调制。

但是现有技术中的开关电源模式切换电路中在轻载时的pfm控制方式与重载时的pwm控制方式之间切换时，存在切换阈值点不稳定的问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种开关电源控制模式切换电路及开关电源芯片，以解决现有技术中开关电源模式切换电路中在轻载时的pfm控制方式与重载时的pwm控制方式之间切换时，存在切换阈值点不稳定的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种开关电源控制模式切换电路，用于产生控制所述开关电源中的功率驱动管的驱动信号；

所述开关电源控制模式切换电路包括：

模式切换阈值产生模块、负反馈环路控制模块和驱动信号产生模块；

所述模式切换阈值产生模块与所述负反馈环路控制模块相连，所述负反馈环路控制模块与所述驱动信号产生模块相连；

所述模式切换阈值产生模块用于产生模式切换阈值电压，并输入至所述负反馈环路控制模块中；

所述负反馈环路控制模块用于在所述模式切换阈值产生模块的作用下产生脉冲宽度调制pmw方波信号；

所述驱动信号产生模块接收所述pmw方波信号，并转换为所述驱动信号，用于控制所述开关电源中的功率驱动管的导通或关断；

其中，所述模式切换阈值产生模块包括：

电流源、等效可变电阻和运算放大器；

所述电流源与所述等效可变电阻串联在外部电源电压和地之间；

所述电流源和所述等效可变电阻的公共端与所述运算放大器的正相输入端相连；

所述运算放大器的反相输入端与所述运算放大器的输出端相连，所述运算放大器的输出端作为所述模式切换阈值产生模块的输出端，与所述负反馈环路控制模块相连；

所述等效可变电阻的阻值与所述开关电源的输入电压呈反比关系。

优选地，所述等效可变电阻为晶体管。

优选地，所述晶体管为nmos管。

优选地，所述nmos管的栅极与所述开关电源的输入端相连；

所述nmos管的源极与地相连；

所述nmos管的漏极与所述运算放大器的正相输入端相连。

优选地，所述晶体管为pmos管。

优选地，所述pmos管的栅极与所述开关电源的输入端相连；

所述pmos管的源极接所述外部电源电压；

所述pmos管的漏极与所述运算放大器的正相输入端相连。

优选地，所述负反馈环路控制模块包括：

误差放大器、比较器和电流采集及电压转换模块；

所述误差放大器的正相输入端接基准参考电压；

所述误差放大器的反相输入端接所述开关电源的输出端采样电压；

所述误差放大器的输出端与所述比较器的反相输入端相连，并与所述模式切换阈值产生模块的输出端相连；

所述电流采集及电压转换模块用于采集所述开关电源的负载电流，并将所述负载电流转换为电压；所述电流采集及电压转换模块的输出端与所述比较器的正相输入端相连；

所述比较器的输出端作为所述负反馈环路控制模块的输出端与所述驱动信号产生模块相连。

优选地，所述驱动信号产生模块包括：

相连的驱动逻辑产生模块和驱动信号转换模块；

所述驱动逻辑产生模块与所述负反馈环路控制模块输出端相连，用于接收所述pwm方波信号，并对所述pwm方波信号进行逻辑运算；

所述驱动信号转换模块将所述pwm方波信号转换为驱动信号，并输出。

本发明还提供一种开关电源芯片，包括：

开关电源和上面任意一项所述的开关电源模式切换电路，所述开关电源至少包括功率驱动管，所述开关电源模式切换电路输出驱动信号，用于驱动所述功率驱动管。

优选地，所述开关电源为boost电路、buck电路或boost-buck结合的电路。

经由上述的技术方案可知，本发明提供的开关电源控制模式切换电路，用于产生控制所述开关电源中的功率驱动管的驱动信号；包括模式切换阈值产生模块、负反馈环路控制模块和驱动信号产生模块；所述模式切换阈值产生模块包括：电流源、等效可变电阻和运算放大器；其中，所述等效可变电阻的阻值与所述开关电源的输入电压呈反比关系。由于等效可变电阻的阻值与开关电源的输入电压呈反比关系，也即采用了基于输入电压采样的动态阻抗模式切换电路，能够实时检测输入电压大小，并且使得开关电源控制模式切换电路的切换电流随着开关电源的输入电压的变化率约为0，从而达到稳定控制模式切换阈值的目的。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的boost拓扑结构示意图；

图2为现有技术中pwm-pfm模式切换模块结构示意图；

图3为现有技术中pwm-pfm模式切换电路结构示意图；

图4为本发明实施例提供的一种开关电源控制模式切换电路框图；

图5为本发明实施例提供的一种开关电源控制模式切换电路示意图；

图6为本发明实施例提供的另一种开关电源控制模式切换电路示意图；

图7为本发明实施例提供的又一种开关电源控制模式切换电路示意图。

具体实施方式

正如背景技术部分所述，现有技术中开关电源模式切换电路中在轻载时的pfm控制方式与重载时的pwm控制方式之间切换时，存在切换阈值点不稳定的问题。

发明人发现，出现上述问题的原因如下：

现有技术中提供一种具体的pwm-pfm模式切换电路结构，请参见图3，图3为图2模块结构图的一种具体实施方式；pwm-pfm模式切换电路包括：电流源ib、恒定电阻rb、运算放大器op、误差放大器ea、高速比较器hs_comp、电感电流采集及电压转换模块v_sample、驱动逻辑产生模块logic_gen和驱动信号产生模块driver。

图3中，vref为基准参考电压，vfb为图1中输出端vout的采样电压，根据图1中的电路结构可以得知，vfb＝r2/(r1+r2)，误差放大器ea会放大vref和vfb的差值并产生误差放大信号vc，vslope为v_sample采集的电感电流il后转化为电感电流il的采样电压，高速比较器hs_comp比较vc和vslope的大小，并产生方波信号，该信号经过logic_gen和driver模块产生功率管驱动信号drvp。

固定电流ib在恒定电阻rb上产生pwm-pfm的切换阈值电压vclp_l，当vc端电压过低时，会通过运算放大器op箝位vc使得vc＝vclp_l。当负载电流比较大时，参见图1，输出电压vout的值有所降低，对应地，输出端vout的采样电压vfb也降低，因此，在每个周期内都有vfb<vref，经过误差放大器ea放大两者的差值，也即产生的vc处于高位，因此vc>vclp_l，此时每个周期都会有vslope≥vc，从而产生pwm脉冲信号。

当输出负载电流逐渐降低时，输出端vout的能量释放较慢，所以有vfb>vref，则由于运算放大器op的钳位作用，使vc＝vclp_l，此时若在一个周期内都有vslope<vclp_l，则图1中boost拓扑的主功率管mp1会出现跳周期导通，进入pfm调制方式。因此，可得pwm到pfm的负载电流切换阈值io_th为：

ib×rb＝ip×rslp(1)

上式中，ip为高速比较器hs_comp翻转时的电感电流值，其由vclp_l＝ib*rb的大小决定，i0为斜坡补偿电流，在设计中为固定值，rslp为电感电流采集及电压转换模块v_sample的等效采样电阻，其在设计中也为固定值，d为boost电路稳定工作时的占空比。

由上式可得，控制模式从pfm切换至pwm的切换电流阈值io_th(也即pwm切换至pfm的切换电流阈值)与占空比(1-d)成正比，即输入电压vin越大，控制模式的切换阈值电流越大，通过求导可得，

由公式(5)可以得知，io_th与vin的导数为一个数值，而并非零，也即，在开关电源控制电路中，切换电流阈值io_th随着输入电压vin变化而变化。也就是说在相同的输出负载电流ib下，不同的输入电压vin导致输出纹波大不相同，因此造成了轻载时的pfm控制方式与重载时的pwm控制方式切换时，切换阈值点不稳定的问题，从而对一些中等负载的应用造成极大干扰。

基于此，本发明提供一种开关电源控制模式切换电路，用于产生控制所述开关电源中的功率驱动管的驱动信号；

所述开关电源控制模式切换电路包括：

模式切换阈值产生模块、负反馈环路控制模块和驱动信号产生模块；

所述模式切换阈值产生模块与所述负反馈环路控制模块相连，所述负反馈环路控制模块与所述驱动信号产生模块相连；

所述模式切换阈值产生模块用于产生模式切换阈值电压，并输入至所述负反馈环路控制模块中；

所述负反馈环路控制模块用于在所述模式切换阈值产生模块的作用下产生脉冲宽度调制pmw方波信号；

所述驱动信号产生模块接收所述pmw方波信号，并转换为所述驱动信号，用于控制所述开关电源中的功率驱动管的导通或关断；

其中，所述模式切换阈值产生模块包括：

电流源、等效可变电阻和运算放大器；

所述电流源与所述等效可变电阻串联在外部电源电压和地之间；

所述电流源和所述等效可变电阻的公共端与所述运算放大器的正相输入端相连；

所述运算放大器的反相输入端与所述运算放大器的输出端相连，所述运算放大器的输出端作为所述模式切换阈值产生模块的输出端，与所述负反馈环路控制模块相连；

所述等效可变电阻的阻值与所述开关电源的输入电压呈反比关系。

本发明提供的开关电源控制模式切换电路，用于产生控制所述开关电源中的功率驱动管的驱动信号；包括模式切换阈值产生模块、负反馈环路控制模块和驱动信号产生模块；所述模式切换阈值产生模块包括：电流源、等效可变电阻和运算放大器；其中，所述等效可变电阻的阻值与所述开关电源的输入电压呈反比关系。由于等效可变电阻的阻值与开关电源的输入电压呈反比关系，也即采用了基于输入电压采样的动态阻抗模式切换电路，能够实时检测输入电压大小，并且使得开关电源控制模式切换电路的切换电流随着开关电源的输入电压的变化率约为0，从而达到稳定控制模式切换阈值的目的。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参见图4，图4为本发明实施例提供的一种开关电源控制模式切换电路结构示意图；所述开关电源控制模式切换电路包括：模式切换阈值产生模块1、负反馈环路控制模块2和驱动信号产生模块3；模式切换阈值产生模块1与负反馈环路控制模块2相连，负反馈环路控制模块2与驱动信号产生模块3相连；所述模式切换阈值产生模块用于产生模式切换阈值电压，并输入至所述负反馈环路控制模块中；所述负反馈环路控制模块用于在所述模式切换阈值产生模块的作用下产生脉冲宽度调制pmw方波信号；所述驱动信号产生模块接收所述pmw方波信号，并转换为所述驱动信号，用于控制所述开关电源中的功率驱动管的导通或关断。

其中，所述模式切换阈值产生模块包括：电流源11、等效可变电阻12和运算放大器13；

所述电流源11与所述等效可变电阻12串联在外部电源电压vdd和地之间，需要说明的是，本实施例中不限定电流源11与等效可变电阻12的具体位置关系，本实施例图4中，以所述电流源11的一端接外部电源电压vdd，所述等效可变电阻12的一端接地为例进行说明，在本发明其他实施例中，电流源11的一端可以接地，而等效可变电阻12的一端接外部电源电压vdd；

所述电流源11和所述等效可变电阻12的公共端与所述运算放大器13的正相输入端相连；

所述运算放大器13的反相输入端与所述运算放大器13的输出端相连，所述运算放大器13的输出端作为所述模式切换阈值产生模块1的输出端，与所述负反馈环路控制模块2相连；

所述等效可变电阻12的阻值与所述开关电源的输入电压vin呈反比关系。

本实施例中不限定开关电源的具体结构，开关电源可以是如图1所示的boost升压电路，还可以是本领域中的常规的buck电路，或者boost升压电路与buck电路结合的boost-buck电路，本实施例中对此不作限定，只要是需要pwm和pfm模式切换开关电源电路均可以适用，本实施例中对此不作详细赘述。

需要说明的是，本实施例中对所述负反馈环路控制模块2和驱动信号产生模块3的具体结构也不作限定，在本发明的一个实施例中，负反馈环路控制模块2和驱动信号产生模块3的具体结构如图5中所示，与图3中的结构相同，本实施例中采用相同的标号进行说明，下面实施例中相同的结构均采用相同的标号进行说明，本实施例中对此不作详细赘述。

具体的，请参见图5，负反馈环路控制模块2包括：误差放大器ea、比较器hs_comp和电流采集及电压转换模块v_sample；所述误差放大器ea的正相输入端接基准参考电压vref；所述误差放大器ea的反相输入端接所述开关电源的输出端采样电压vfb；所述误差放大器ea的输出端与所述比较器hs_comp的反相输入端相连，并与所述模式切换阈值产生模块1的输出端相连；所述电流采集及电压转换模块v_sample用于采集所述开关电源的负载电流il(参见图1中所示)，并将所述负载电流il转换为电压vslope；所述电流采集及电压转换模块v_sample的输出端与所述比较器hs_comp的正相输入端相连；所述比较器hs_comp的输出端作为所述负反馈环路控制模块2的输出端与所述驱动信号产生模块3相连。

驱动信号产生模块3包括：相连的驱动逻辑产生模块和驱动信号转换模块；所述驱动逻辑产生模块logic_gen与所述负反馈环路控制模块2输出端相连，用于接收所述pwm方波信号，并对所述pwm方波信号进行逻辑运算；所述驱动信号转换模块driver将所述pwm方波信号转换为驱动信号drvp，并输出。

另外，本实施例中也不限定所述等效可变电阻的具体结构和具体类型，可选的，只要等效可变电阻12的阻值能够随着开关电源的输入电压vin呈反比关系变化即可。也即，所述等效可变电阻12会产生一个与vin线性负相关的等效阻抗，从而能够在模式切换阈值产生模块中产生与1/vin变化线性相关的钳位电压。

发明人经过研究发现，在本发明的一个实施例中，等效可变电阻12可以是晶体管，具体的，在本发明的一个实施例中，等效可变电阻可以是nmos管，在本发明的另外实施例中，等效可变电阻还可以是pmos管。本发明实施例中对此不作限定。

如图6所示，当等效可变电阻为nmos管时，所述nmos管mn2的栅极与所述开关电源的输入端vin相连；所述nmos管mn2的源极与地相连；所述nmos管mn2的漏极与所述运算放大器13的正相输入端相连。

如图7所示，当等效可变电阻为pmos管时，pmos管mp2的栅极与所述开关电源的输入端相连；所述pmos管mp2的源极接外部电源电压vdd；所述pmos管的漏极mp2与所述运算放大器的正相输入端相连。

为了清楚说明本发明实施例的有益效果，本发明实施例中以的等效可变电阻为nmos管为例进行详细说明。

基于图6所示的电路原理，由图6可以得到如下公式：

其中，w2/l2为nmos管mn2的宽长比，uncox为nmos管的沟道导电系数，vthn为nmos管的阈值电压，vgsn2为nmos管的栅源电压，通常情况下，vin>>vthn，所以由上式可得，

由此，可以得知，由于将恒定电阻替换为等效可变电阻——nmos管mn2，其电阻阻值与开关电源的输入电压vin呈反比关系，从而能够使得切换电流阈值io_th2与输入电压vin的导数约等于0，也即切换电流阈值io_th2与输入电压vin的变化无关，进而解决了开关电源芯片中控制方式在pfm与pwm之间切换时的切换电流阈值随输入电压变化过大的问题，使得控制模式的切换点不随输入电压的变化而变化。

也即，本发明提供的开关电源控制模式切换电路，用于产生控制所述开关电源中的功率驱动管的驱动信号；包括模式切换阈值产生模块、负反馈环路控制模块和驱动信号产生模块；所述模式切换阈值产生模块包括：电流源、等效可变电阻和运算放大器；其中，所述等效可变电阻的阻值与所述开关电源的输入电压呈反比关系。由于等效可变电阻的阻值与开关电源的输入电压呈反比关系，也即采用了基于输入电压采样的动态阻抗模式切换电路，以boost升压电路为例，能够实时检测输入电压vin大小，并且使得开关电源控制模式切换电路的切换电流随着开关电源的输入电压的变化率约为0，从而达到稳定控制模式切换阈值的目的。

基于相同的发明构思，本发明还提供一种开关电源芯片，包括：开关电源和上面实施例中所述的开关电源模式切换电路，所述开关电源至少包括功率驱动管，所述开关电源模式切换电路输出驱动信号，用于驱动所述功率驱动管。

本实施例中不限定开关电源的具体结构，开关电源可以是如图1所示的boost升压电路，还可以是本领域中的常规的buck电路，或者boost升压电路与buck电路结合的boost-buck结合的电路，本实施例中对此不作限定，只要是需要pwm和pfm模式切换开关电源电路均可以适用，本实施例中对此不作详细赘述。

由于本发明实施例提供的开关电源控制模式切换电路具有抗干扰能力强、阈值切换点稳定、随输入电压变化小的特性，本发明的控制模式切换电路可广泛应用于电源管理芯片中，从而使得开关电源切换模式时，能够保持稳定。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括上述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。