本实用新型涉及一种基于耦合电感的高增益变换器和一种电源系统。
背景技术：
随着传统化石能源的日趋枯竭和人类生存环境的日益恶化，清洁型的可再生能源的发展已经到了迫在眉睫的地步，世界各国都在致力于研究和开发新能源的应用，其中太阳能和风能已经得到了较为广泛的应用。不过对于这些系统，如何并网运行、满足电网中的高电压需要仍然是最重要的问题。目前，大量的升压转换器被开发出来满足这些应用，在不同的转换器中，传统的BOOST变换器理论上可以通过提高占空比来提高电压增益。但是实际应用中，由于寄生参数的限制，无法实现非常高的电压增益。若采用级联型的拓扑结构，器件数量增加所带来的效率不高的问题又会凸显。
申请公布号为CN105391287A的中国专利申请文件中公开了一种基于双耦合电感和单开关的零输入电流纹波高增益变换器，该变换器借用耦合电感可获得电感高增益，且增益与开关管的占空比D以及耦合电感T2的原副匝数比N相关，增益计算公式为：G＝(1+N)/(1-D)2，虽然该方案能够实现宽增益，但是，该方案的增益提升有限，在较高增益需求的情况中，该变换器无法满足高增益需求。
技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种基于耦合电感的高增益变换器，用以进一步提升变换器的增益。本实用新型同时提供一种电源系统。
为实现上述目的，本实用新型包括以下技术方案。
变换器方案一：本方案提供一种基于耦合电感的高增益变换器，包括第一电感和第二电感，所述第二电感为由原边绕组和副边绕组组成的耦合电感，所述第一电感的一端用于连接输入电源的正极，所述第一电感的另一端分别连接第一续流二极管的阳极和第二续流二极管的阳极，所述第一续流二极管的阴极连接所述原边绕组的同名端和第一电容的一端，所述第一电容的另一端用于连接输入电源的负极，所述原边绕组的异名端分别连接开关管的一端、第二续流二极管的阴极、第二电容的一端和第四续流二极管的阳极，所述开关管的另一端用于连接输入电源的负极，所述第二电容的另一端分别连接第三续流二极管的阳极和副边绕组的同名端，所述副边绕组的异名端分别连接第四续流二极管的阴极和第三电容的一端，所述第三电容的另一端分别连接第三续流二极管的阴极和整流模块，所述整流模块的直流端为所述变换器的输出端。
本方案提供的高增益变换器中涉及两个电感，其中，第一电感为常规的电感，第二电感为由原边绕组和副边绕组组成的耦合电感，通过这两个电感再结合其他相关元器件构成的电路结构就为本方案提供的高增益变换器，因此，本方案提供的变换器相对于现有的变换器来说，增益较高，能够满足高增益需求。而且，该变换器采用了由第二电容、第三电容、第三续流二极管和第四续流二极管组成的倍压单元，升压能力得到提升，并降低了开关管和整流模块的电压应力。另外，变换器的结构没有增加额外的开关管，降低了对电路控制的复杂性，也降低了电路的损耗，提高了电路效率。
变换器方案二：在变换器方案一的基础上，所述变换器还包括钳位电容和钳位二极管，所述原边绕组的异名端连接所述钳位二极管的阳极，所述钳位二极管的阴极连接所述第二电容的一端、第四续流二极管的阳极和所述钳位电容的一端，所述钳位电容的另一端用于连接输入电源的负极。
钳位二极管与钳位电容构成无源无损钳位电路，用来吸收漏感的能量，从而拟制了开关管的尖峰电压，同时，缓解了二极管的反向恢复问题，采用低额定的器件，从而提高效率，而且，钳位二极管与钳位电容构成耦合电感漏感能量释放的回路，将漏感的能量循环到输出端，极大的提高了变换器的效率。
变换器方案三：在变换器方案一或二的基础上，所述整流模块为整流二极管，所述整流二极管的阳极连接所述第三电容的另一端，所述整流二极管的阴极连接输出电容。
变换器方案四：在变换器方案一或二的基础上，所述开关管为MOSFET管或者IGBT管。
变换器方案五：在变换器方案二的基础上，所述变换器的增益MCCM计算公式为：
其中，D为开关管的占空比，N为耦合电感中的原边绕组和副边绕组的匝数比。
1+2N-ND＝1+N+(1-D)N，由于开关管的占空比小于1，那么，1-D大于0，进而，1+2N-ND的数值要比1+N大，因此，进一步说明了本方案提供的变换器的增益要比现有变换器的增益高。而且，N越大，增益相对于现有变换器来说，提升的越明显。
系统方案一：本方案提供一种电源系统，包括输入电源和基于耦合电感的高增益变换器，所述变换器包括第一电感和第二电感，所述第二电感为由原边绕组和副边绕组组成的耦合电感，所述第一电感的一端用于连接输入电源的正极，所述第一电感的另一端分别连接第一续流二极管的阳极和第二续流二极管的阳极，所述第一续流二极管的阴极连接所述原边绕组的同名端和第一电容的一端，所述第一电容的另一端用于连接输入电源的负极，所述原边绕组的异名端分别连接开关管的一端、第二续流二极管的阴极、第二电容的一端和第四续流二极管的阳极，所述开关管的另一端用于连接输入电源的负极，所述第二电容的另一端分别连接第三续流二极管的阳极和副边绕组的同名端，所述副边绕组的异名端分别连接第四续流二极管的阴极和第三电容的一端，所述第三电容的另一端分别连接第三续流二极管的阴极和整流模块，所述整流模块的直流端为所述变换器的输出端。
系统方案二：在系统方案一的基础上，所述变换器还包括钳位电容和钳位二极管，所述原边绕组的异名端连接所述钳位二极管的阳极，所述钳位二极管的阴极连接所述第二电容的一端、第四续流二极管的阳极和所述钳位电容的一端，所述钳位电容的另一端用于连接输入电源的负极。
系统方案三：在系统方案一或二的基础上，所述整流模块为整流二极管，所述整流二极管的阳极连接所述第三电容的另一端，所述整流二极管的阴极连接输出电容。
系统方案四：在系统方案一或二的基础上，所述开关管为MOSFET管或者IGBT管。
系统方案五：在系统方案二的基础上，所述变换器的增益MCCM计算公式为：
其中，D为开关管的占空比，N为耦合电感中的原边绕组和副边绕组的匝数比。
附图说明
图1是基于耦合电感的高增益变换器第一种实施方式的电路结构图；
图2是基于耦合电感的高增益变换器第一种实施方式的等效电路图；
图3是变换器模态图；
图4是变换器第一种开关模态的等效图；
图5是变换器第二种开关模态的等效图；
图6是变换器第三种开关模态的等效图；
图7是变换器第四种开关模态的等效图；
图8是变换器第五种开关模态的等效图；
图9是变换器第六种开关模态的等效图；
图10是变换器的开关管栅源两端的电压、开关管的电流和钳位二极管的电流的波形图；
图11是变换器的开关管栅源两端的电压、耦合电感副边绕组的电流和输出整流二极管的电流的波形图；
图12是变换器的开关管栅源两端的电压、续流二极管D3两端的电压和电流的波形图；
图13是变换器的开关管栅源两端的电压、输出电压和输出电压的波形图；
图14是基于耦合电感的高增益变换器第二种实施方式的电路结构图。
具体实施方式
电源系统实施例一
本实施例提供一种电源系统，包括两大部分，分别是输入电源Vin和一种基于耦合电感的高增益变换器。由于输入电源Vin属于常规技术，这里就不再具体说明，本实施例重点对高增益变换器进行具体说明。
高增益变换器为一新型级联型高增益DC/DC变换器，如果将其应用到光伏系统中，那么，通过提高变换器的增益比，就能够提升光伏系统的输出电压，为光伏系统并网提供所需要的电压。
如图1所示，变换器包括电感L1、第二电感、开关管S、钳位电容Cb和钳位二极管Db，其中，第二电感为耦合电感，由原边绕组L2和副边绕组L3组成的耦合电感。为了与权利要求书相照应，第一续流二极管、第二续流二极管、第三续流二极管和第四续流二极管分别为续流二极管D1、续流二极管D2、续流二极管D3和续流二极管D4，第一电容、第二电容和第三电容分别为电容C1、电容C2和电容C3。该变换器中，电容C2、电容C3、续流二极管D3和续流二极管D4组成一个倍压单元。
电感L1的一端连接输入电源Vin的正极，电感L1的另一端分别连接续流二极管D1的阳极和续流二极管D2的阳极，续流二极管D1的阴极连接原边绕组L2的同名端和电容C1的一端，电容C1的另一端连接输入电源Vin的负极，原边绕组L2的异名端分别连接开关管S的一端、续流二极管D2的阴极和钳位二极管Db的阳极，钳位二极管Db的阴极连接电容C2的一端、续流二极管D4的阳极和钳位电容Cb的一端，开关管S的另一端连接输入电源Vin的负极，钳位电容Cb的另一端连接输入电源Vin的负极，电容C2的另一端分别连接续流二极管D3的阳极和副边绕组L3的同名端，副边绕组L3的异名端分别连接续流二极管D4的阴极和电容C3的一端，电容C3的另一端分别连接续流二极管D3的阴极和整流模块，而该整流模块的直流端就是变换器的输出端。钳位二极管Db与钳位电容Cb构成无源无损钳位电路，用来吸收漏感的能量，从而拟制了开关管S的尖峰电压，同时，缓解了二极管的反向恢复问题，采用低额定的器件，从而提高效率，而且，钳位二极管Db与钳位电容Cb构成耦合电感漏感能量释放的回路，将漏感的能量循环到输出端，极大的提高了变换器的效率。
本实施例中，整流模块以整流二极管D0为例，那么，电容C3的另一端连接整流二极管D0的阳极，整流二极管D0的阴极分别连接输出电容Co的一端和负载电阻R的一端，输出电容Co的另一端和负载电阻R的另一端连接输入电源Vin的负极。
而且，本实施例中，开关管S为MOSFET管或者IGBT管。
如图2所示，耦合电感的等效电路为励磁电感LM、漏电感LK、原边理想变压器N1和副边理想变压器N2，输入电源的电流为iin，输入电源的电压为Vin，耦合电感原边绕组L2的励磁电流为耦合电感原边绕组L2的电压为耦合电感原边绕组L2的漏感电流为耦合电感副边绕组L3的电流为耦合电感副边绕组L3的电压为电感L1的电流为电感L1两侧的电压为输出整流二极管D0的电流为输出整流二极管D0两端的电压为流过开关管S的电流为iS，流过开关管S两端的电压为VS，续流二极管D1的电流为续流二极管D1两端的电压为续流二极管D2的电流为续流二极管D2两端的电压为续流二极管D3的电流为续流二极管D3两端的电压为续流二极管D4的电流为续流二极管D4两端的电压为钳位二极管Db的电流为钳位二极管Db的电压为电容C1的电流为电容C1两端的电压为电容C2的电流为电容C2两端的电压为电容C3的电流为电容C3两端的电压为钳位电容Cb的电流为钳位电容Cb的电压为输出电容Co的电流为输出电容Co两端的电压为负载电阻R的电流为io。
图3为变换器的模态图，即各相应的参数随时间变化的波形图。一个周期对应变换器的一个工作过程，那么，对于任意一个周期，变换器的工作过程分为6个开关模态，分别为第一种开关模态至第六种开关模态，具体描述如下：
第一种开关模态，对应图3中的[t0，t1]，等效电路如图4所示，t＝t0时刻，开关管S导通，续流二极管D1、D3、D4和钳位二极管Db关断，续流二极管D2和整流二极管D0导通。图4是电流流过的路径，输入电源Vin给电感L1充电，电容C1给耦合电感原边绕组L2充电。同时，钳位电容Cb与电容C2、C3和耦合电感副边绕组L3串联，它们一起处于续流的工作状态，为负载提供能量。当流过整流二极管D0的续流电流降到零时，该模态结束，整流二极管D0实现零电流关断。
第二种开关模态，对应图3中的[t1，t2]，等效电路如图5所示，t＝t1时刻，整流二极管D0关断，续流二极管D1和钳位二极管Db继续关断，同时续流二极管D3和D4导通。图5是电流流过的路径，电感L1继续储存输入电源Vin提供的能量，耦合电感原边绕组L2继续储存电容C1提供的能量。耦合电感副边绕组L3的电流从零开始方向增大，并给电容C2和C3充电，因此，电容C2和C3并行充电。另外，续流二极管D3和D4实现零电流开通，负载的能量由输出电容Co提供。当开关管S关断的时候，该模态结束。
第三种开关模态，对应图3中的[t2，t3]，等效电路如图6所示，t＝t2时刻，开关管S关断，续流二极管D1和钳位二极管Db正向导通，续流二极管D2反向截止。图6是电流流过的路径，由于钳位二极管Db导通，储存在漏感中的能量转移到钳位电容Cb，因此开关管S的电压不存在很高的电压尖峰，变换器的效率得以提高。另外，耦合电感副边绕组L3开始续流，流过续流二极管D3和D4的电流开始减小，输出电容Co继续为负载提供能量。输入电源Vin与电感L1串联，然后与电容C1并联为钳位电容Cb充电，当钳位电容Cb的输入电流等于流过输入电源Vin的电流时，该模态结束。
第四种开关模态，对应图3中的[t3，t4]，等效电路如图7所示，t＝t3时刻，开关管S、续流二极管D1、D2、D3、D4和钳位二极管Db都保持之前的工作状态。图7是电流流过的路径，流过电容C1的电流方向发生改变，电容C1开始吸收能量，漏感的能量继续存储在钳位电容Cb内。由于耦合电感副边绕组L3续流，当流过续流二极管D3和D4的电流减小到零时，该模态结束，此时，续流二极管D3和D4实现了零电流关断。
第五种开关模态，对应图3中的[t4，t5]，等效电路如图8所示，t＝t4时刻，续流二极管D3和D4关断，整流二极管D0导通。图8是电流流过的路径，输入电源Vin的能量继续转移到电容C1上，钳位电容Cb和耦合电感副边绕组L3、电容C2和C3串联，给输出电容Co和负载提供能量，因此，电容C2和C3采用串联放电的形式工作。同时，钳位电容Cb的充电电流减小。当钳位电容Cb的充电电流减小到零时，该模态结束。
第六种开关模态，对应图3中的[t5，t6]，等效电路如图9所示，t＝t5时刻，续流二极管D3、D4和钳位二极管Db关断，整流二极管D0导通。图9是电流流过的路径，输入电源Vin的能量继续转移到电容C1上，耦合电感原边绕组L2的原边电流为零。钳位电容Cb和耦合电感副边绕组L3、电容C2和C3串联，给输出电容Co和负载提供能量。当下一个开关周期开始时，该模态结束。
由以上对变换器工作原理的分析得到实现高增益的具体条件如下：
开关管S导通时，根据第二开关模态有如下方程：
根据第四开关模态可以得到如下方程：
根据第五种开关模态和第六种开关模态可以得到如下方程：
对L1列伏秒积平衡方程有：
对L2列伏秒积平衡方程有：
由上述分析可得，根据上述方程，增益表达式为：
其中，D为开关管S的占空比，N为耦合电感中的原边绕组L2和副边绕组L3的匝数比。当然，本实施例重点在于上述增益表达式，并不在于该增益表达式具体的推导过程。
变换器按照第一种开关模态至第六种开关模态工作时，电路中开关管S栅源两端电压VGS、开关管S的电流iS、钳位二极管Db的电流耦合电感副边绕组L3的电流输出整流二极管D0的电流续流二极管D3两端的电压续流二极管D3的电流输入电压Vin、输出电压Vo的波形具体描述如下：
图10中，输入电压Vin＝20V，输出电压Vo＝200V，开关管S栅源两端的电压VGS的纵坐标为20伏/单元格，开关管S的电流iS纵坐标为20安/单元格，钳位二极管Db的电流纵坐标为10安/单元格。
图11中，输入电压Vin＝20V，输出电压Vo＝200V，开关管S栅源两端的电压VGS的纵坐标为20伏/单元格，耦合电感副边绕组L3的电流纵坐标为10安/单元格，输出整流二极管D0的电流纵坐标为5安/单元格。
图12中，输入电压Vin＝20V，输出电压Vo＝200V，开关管S栅源两端的电压VGS的纵坐标为20伏/单元格，续流二极管D3两端的电压纵坐标为50伏/单元格，续流二极管D3的电流纵坐标为5安/单元格。
图13中，输入电压Vin＝20V，输出电压Vo＝200V，开关管S栅源两端的电压VGS的纵坐标为20伏/单元格，输入电压Vin纵坐标为10伏/单元格，输出电压Vo纵坐标为200伏/单元格。
因此，变换器采用了倍压单元(即升压电路)，提高了变换器的升压能力，降低了开关管和输出二极管的电压应力；而且，采用了无损钳位电路来吸收循环漏感能量，有效拟制了开关管的尖峰电压，缓解了二极管的反向恢复问题，采用低额定的器件，从而提高效率。另外，变换器的结构没有增加额外的开关管，降低了对电路控制的复杂性，也降低了电路的损耗，提高了电路效率。
以上给出了具体的实施方式，但本实用新型不局限于所描述的实施方式。本实用新型的基本思路在于上述基本方案，对本领域普通技术人员而言，根据本实用新型的教导，设计出各种变形的模型、公式、参数并不需要花费创造性劳动。在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下对实施方式进行的变化、修改、替换和变型仍落入本实用新型的保护范围内。
电源系统实施例二
本实施例提供一种电源系统，同样地，包括两大部分，分别是输入电源Vin和一种基于耦合电感的高增益变换器。与电源系统实施例一不同的是，本实施例提供的变换器的电路结构不包括钳位二极管Db与钳位电容Cb，除此之外，与电源系统实施例一提供的变换器的结构相同，如图14所示，其中，钳位二极管Db与钳位电容Cb对变换器的理想增益没有影响。而该变换器的各模态的具体过程与电源系统实施例一同理，这里就不再具体介绍。
变换器实施例一
本实施例提供一种基于耦合电感的高增益变换器，由于该变换器在上述电源系统实施例一中已给出了详细地描述，这里就不再具体说明。
变换器实施例二
本实施例提供一种基于耦合电感的高增益变换器，由于该变换器在上述电源系统实施例二中已给出了详细地描述，这里就不再具体说明。