本实用新型涉及一种单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路，属于电学领域。
背景技术：
单个喇叭通常并不能实现全音频范围的良好响应，因此在多通道功放系统中通常分别采用高音与低音功放单元来分别驱动高音喇叭与低音喇叭，以实现不同频率段音频信号的高性能放大。2.1通道开关功放系统有两个中高音功放单元和一个低音功放单元，分别驱动两个中高频喇叭与一个低音喇叭。低音喇叭的阻抗较低，因此低音功放单元输出电压频率低且输出功率大。
D类功放可以通过共用前级DC-DC变换器提供的直流母线实现2.1通道放大功能，电路结构简单。但是，D类功放存在电源泵问题，导致直流母线电压脉动，脉动幅度随音频输出电压频率降低以及输出功率增大而增大。单通道功放与双通道功放驱动的喇叭通常工作在中高频范围，电源泵问题并不严重。而在2.1通道场合，低音功放单元驱动低频喇叭且输出功率比较大，电源泵会造成直流母线电压大幅度脉动，因而导致非常高的电压应力。单级开关功放(Single Stage Amplifier,SSA)具有双向功率流动能力，不存在电源泵问题，但是电路结构复杂。
技术实现要素：
技术问题：为了解决现有技术的缺陷，本实用新型提供了一种单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路。
技术方案：本实用新型提供的一种单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路包括直流-交流混合供电电源、单级开关功放SSA和两个D类功放；
所述直流-交流混合供电电源包括半桥逆变电路、副边整流桥、变压器；
所述半桥逆变电路包括开关管SP1、开关管SP2、电容CP1、电容CP2、直流输入电源Vdc；所述开关管SP1的源极和开关管SP2的漏极连接，并与电容CP1和电容CP2的串联电路并联，并联电路两端分别与直流输入电源Vdc的正极和负极连接；
所述副边整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容CB1和电容CB2，所述二极管D1的阳极和二极管D2的阴极连接的电路、二极管D3的阳极和二极管D4的阴极连接的电路、二极管D5的阳极和二极管D6的阴极连接的电路、电容CB1和电容CB2的串联电路并联；
所述变压器包括一个原边绕组和两个副边线圈，第一副边线圈的异名端与第二副边线圈的同名端连接并接参考地；
所述半桥逆变电路、副边整流桥通过变压器连接，变压器的初级线圈一端连接于开关管SP1的源极和开关管SP2的漏极之间，另一端连接于电容CP1和电容CP2之间，变压器的第一次级线圈同名端连接于二极管D1的阳极和二极管D2的阴极之间，变压器的第二次级线圈的异名端连接于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极之间；
所述第一次级线圈的同名端、第二次级线圈的异名端与单级开关功放SSA的输入端连接并输出高频交流电压VEF至单级开关功放SSA，电容CB1和电容CB2与D类功放的输入端连接并输出直流电压±VB至D类功放。
作为改进，所述单级开关功放SSA包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、滤波电感L1、滤波电容C1以及负载R1；开关管S1的源极和开关管S2的源极连接形成双向开关管S1-S2；开关管S3的源极和开关管S4的源极连接形成双向开关管S3-S4；开关管S1的漏极和变压器第一副边绕组同名端连接；开关管S3的漏极与变压器第二副边绕组异名端连接；开关管S2的漏极和开关管S4的漏极连接，并同时与滤波电感L1一端连接；滤波电感L1的另一端与滤波电容C1与负载R1的并联电路一端连接，滤波电容C1与负载R1的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C1与负载R1经过L1C1滤波，负载R1两端得到输出低频交流电压Vo1。
作为另一种改进，一个D类功放包括开关管S2H、开关管S2L，滤波电感L2、滤波电容C2和负载电阻R2；开关管S2H的源极和开关管S2L的漏极连接，开关管S2H的源极和开关管S2L的漏极之间与滤波电感L2的一端接；滤波电感L2的另外一端与滤波电容C2和负载R1的并联电路一端连接，滤波电容C2与负载R2的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C2与负载R2经过L2C2滤波，负载R2两端得到输出低频交流电压Vo2；另一个D类功放包括开关管S3H和S3L，滤波电感L3、滤波电容C3和负载电阻R3；开关管S3H的源极和开关管S3L的漏极连接，开关管S3H的源极和开关管S3L的漏极之间与滤波电感L3的一端接；滤波电感L3的另外一端与滤波电容C3和负载R3的并联电路一端连接，滤波电容C3与负载R3的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C3与负载R3经过L3C3滤波，负载R3两端得到输出低频交流电压Vo3。
有益效果：本实用新型提供的单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路在两级双通道D类功放中加入单级开关功放(Single stage amplifier,SSA)作为低音功放单元，实现了低频功放通道单级功率变换，在提高系统效率的同时，避免了电源泵问题。
同时，采用直流-交流混合供电电源供电，使SSA通道不需要钳位开关管，具有电路简单的优势。
附图说明
图1为单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路的电路图；其中，(a)为直流-交流混合供电电源，(b)为SSA功放电路CH1、D类功放电路CH2和CH3；
图2为混合2.1通道功放调制原理图；其中，(a)为SSA功放调制时序(CH1)，(b)为D类功放调制时序(CH2、CH3)。
图3(a)为原边电压VAB、输出电流io1、输入电流iin和开关管S1～S4的驱动波形图。
图3(b)电路在ta～tb期间的等效电路图。
图3(c)电路在tb～tc期间的等效电路图。
图4为单级/两级混合2.1通道稳态工作波形；其中，(a)为变压器副边高频交流电压VEF和直流电压±VB的实验波形图；(b)为直流电压±VB和高频D类功放通道CH2～CH3输出电压vo2和vo3在1kHz时的波形图；(c)为输入直流电压Vdc、副边直流电压±VB和低频单级开关功放通道CH1输出电压vo1在20Hz时的工作波形图；(d)为低频通道单级开关功放替换为D类功放时的工作波形图。
具体实施方式
下面对本实用新型单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路作出进一步说明。
单级与两级混合高效率低失真2.1通道开关功放电路，见图1，包括直流-交流混合供电电源、单级开关功放SSA和两个D类功放；
所述直流-交流混合供电电源包括半桥逆变电路、副边整流桥、变压器；
所述半桥逆变电路包括开关管SP1、开关管SP2、电容CP1、电容CP2、直流输入电源Vdc；所述开关管SP1的源极和开关管SP2的漏极连接，并与电容CP1和电容CP2的串联电路并联，并联电路两端分别与直流输入电源Vdc的正极和负极连接；
所述副边整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容CB1和电容CB2，所述二极管D1的阳极和二极管D2的阴极连接的电路、二极管D3的阳极和二极管D4的阴极连接的电路、二极管D5的阳极和二极管D6的阴极连接的电路、电容CB1和电容CB2的串联电路并联；
所述变压器包括一个原边绕组和两个副边线圈，第一副边线圈的异名端与第二副边线圈的同名端连接并接参考地；
所述半桥逆变电路、副边整流桥通过变压器连接，变压器的初级线圈一端连接于开关管SP1的源极和开关管SP2的漏极之间，另一端连接于电容CP1和电容CP2之间，变压器的第一次级线圈同名端连接于二极管D1的阳极和二极管D2的阴极之间，变压器的第二次级线圈的异名端连接于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极之间；
所述第一次级线圈的同名端、第二次级线圈的异名端与单级开关功放SSA的输入端连接并输出高频交流电压VEF至单级开关功放SSA，电容CB1和电容CB2与D类功放的输入端连接并输出直流电压±VB至D类功放。
所述单级开关功放SSA包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、滤波电感L1、滤波电容C1以及负载R1；开关管S1的源极和开关管S2的源极连接形成双向开关管S1-S2；开关管S3的源极和开关管S4的源极连接形成双向开关管S3-S4；开关管S1的漏极和变压器第一副边绕组同名端连接；开关管S3的漏极与变压器第二副边绕组异名端连接；开关管S2的漏极和开关管S4的漏极连接，并同时与滤波电感L1一端连接；滤波电感L1的另一端与滤波电容C1与负载R1的并联电路一端连接，滤波电容C1与负载R1的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C1与负载R1经过L1C1滤波，负载R1两端得到输出低频交流电压Vo1。
一个D类功放包括开关管S2H、开关管S2L，滤波电感L2、滤波电容C2和负载电阻R2；开关管S2H的源极和开关管S2L的漏极连接，开关管S2H的源极和开关管S2L的漏极之间与滤波电感L2的一端接；滤波电感L2的另外一端与滤波电容C2和负载R1的并联电路一端连接，滤波电容C2与负载R2的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C2与负载R2经过L2C2滤波，负载R2两端得到输出低频交流电压Vo2；另一个D类功放包括开关管S3H和S3L，滤波电感L3、滤波电容C3和负载电阻R3；开关管S3H的源极和开关管S3L的漏极连接，开关管S3H的源极和开关管S3L的漏极之间与滤波电感L3的一端接；滤波电感L3的另外一端与滤波电容C3和负载R3的并联电路一端连接，滤波电容C3与负载R3的并联电路的另一端连接到参考地；经过滤波电容C3与负载R3经过L3C3滤波，负载R3两端得到输出低频交流电压Vo3。
该功放电路的工作原理：
直流-交流混合供电电源输出一个用于SSA功放供电的低频交流电压VEF和两个用于D类功放供电的高频交流电压±VB；单级开关功放由开关管S1/S2和S3/S4构成,由于低频通道输出的功率相比高频通道要高，将SSA应用于低频通道CH1，能够有效提高效率。
与多通道输出SSA相比，高频低功率通道采用D类功放，具有较为简洁的电路形式。
图2给出了混合2.1通道功放调制原理图，SSA与D类功放调制时序分别如图2(a)、(b)所示。Vsaw的幅值用VM表示，原边半桥电路开关管驱动信号与载波Vsaw同步，相应的变压器副边方波电压VEF幅值为Vdc/(2n)。周波变换器开关管S1/S2和S3/S4构通过CH1输入音频信号vin1调制，并相对变压器副边方波电压VEF移相。如图2(b)所示，D类功放采用传统双极性PWM调制。对比图2(a)、(b)波形可知，SSA的PWM波频率是开关频率的两倍，而D类功放PWM波频率与开关频率相同。因此，在输出相同的PWM波的条件下，SSA开关频率是D类功放的一半，有利于降低开关损耗。
直流供电电压±VB通过对副边方波电压VEF整流得到，其幅值为Vdc/(2n)。二极管D5～D6在S1/S2与S3/S4死区时间内为滤波电感电流iL1提供续流通路，并将P1点处的电压钳位至±VB。与此同时，变压器副边电压VEF通过整流桥同样被钳位至±VB。滤波电感与漏感能量通被回收至滤波电容CB1～CB2进而输出至CH2和CH3通道D类功放负载侧。混合2.1通道SSA通道感性能量直接被D类功放通道利用，因此不需要使用有源钳位开关管。与采用全桥与半桥有源钳位相似，混合2.1通道电路通过二极管D1～D6实现了E点、F点和P点电压钳位，为周波变换器软开关造了条件。
对于单级/两级混合2.1通道开关功放，高频通道CH2～CH3采用D类功放。电源泵导致的脉动电压幅值ΔVB＝VB/(8πfoR1C1)，其中fo为音频信号频率。显然，脉动电压幅值ΔVB随着音频频率fo的增加而减小，也就是说当音频频率较高时ΔVB通常是比较小的。实际上，电源泵现在比较显著通常出现在频率低于100Hz。因此，虽然D类功放应用在高频通道CH2和CH3，因为音频频率比较高，电压脉动很小。
对于单级/两级混合2.1通道开关功放原边直流输入电压Vdc，其电压不会受高频通道CH2～CH3能量反馈影响，因为这两个通道对于原边直流电源而言是单向功率流动的。因此，这里仅仅讨论低频SSA通道输出电流对原边直流电压Vdc的影响。原边电压VAB、输出电流io1、输入电流iin和开关管S1～S4的驱动波形如图3(a)所示。电路在ta～tb和tb～tc期间的等效电路分别如图3(b)、(c)所示。假设输出电流io1在载波周期T之内可以近似认为恒定不变。当原边开关SP1导通时，原边电压VAB＝Vdc/2。输入电流iin在ta～tb期间等于io1/n，iin在tb～tc期间等于-io1/n。ta～tb和tb～tc的持续时间分别为dT和(1-d)T。因此在载波周期T内，输入电流iin的平均值iin,av等于(dio1/n-(1-d)io1/n)。io1＝Vdc(2d1-1)/(2nR1)。在VAB＝Vdc/2时，在周期T内的平均输入功率可以表示为
类似地可以得到周期T内平均输入功率Pin,av在VAB＝-Vdc/2时也等于式(1)。显然式(1)右侧总为正，因此原边电容CP1～CP2在载波周期T内不会被负载侧映射到原边的电流充电。也就是说，电源泵问题在单级/两级混合2.1通道开关功放原边也不存在。
图4(a)给出了变压器副边高频交流电压VEF和直流电压±VB的实验波形，由图4(a)可知电压VEF获得了很好的钳位。图4(b)给出了直流电压±VB和高频D类功放通道CH2～CH3输出电压vo2和vo3在1kHz时的波形，副边直流电压±VB不存在电源泵问题。图4(c)给出了输入直流电压Vdc、副边直流电压±VB和低频单级开关功放通道CH1输出电压vo1在20Hz时的工作波形。由图4(c)可知，在低频SSA通道输出20Hz低频电压时，原边与副边副边均不存在电源泵问题。图4(d)给出了将低频通道单级开关功放替换为D类功放时的工作波形，由图可知副边直流电压±VB电源泵问题很明显。