一种电动汽车用推挽正激开关电源的制作方法

本实用新型属于电动汽车技术领域，具体涉及一种电动汽车用推挽正激开关电源。

背景技术：

电动汽车双源助力转向控制系统中，在整车的B级电回路出现异常时，隔离的升压开关电源将24V变换为540V电源，保持助力转向控制系统可持续工作30S。

目前，隔离的升压开关电源的拓扑常采用传统的推挽变换器、正激变换器，两种电路拓扑各有各自的优缺点，都具有一定的局限性：

推挽变换器功率开关管关断时漏感能量在开关管上引起高的电压尖峰，承受的电压应力高；变压器的磁芯直流偏磁现象给主功率变压器的一致性、驱动电路脉冲宽度的一致性提出了较高的要求。

正激变换器存在磁复位的问题，故对占空比有一定的限值条件。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种电动汽车用推挽正激开关电源，克服推挽变换器和正极变换器缺点，在低压大电流的应用场合中获得了较高的效率。

本实用新型提供了如下的技术方案：

一种电动汽车用推挽正激开关电源，包括依次连接的直流输入电源、变压器、整流电路和输出滤波电路，所述变压器包括相对应的原边和副边，所述原边包括分别与所述直流输入电源连接的第一原边和第二原边，所述第一原边与所述直流输入电源的负极端之间设有第二开关管，所述第二原边与所述直流输入电源的正极端之间设有第一开关管，所述第一开关管与所述第二开关管之间连接有一电容，副边连接于所述整流电路。

优选的，所述整流电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管，所述第一整流二极管分别与所述第二整流二极管和所述第四整流二极管连接，所述第三整流二极管分别与所述第二整流二极管和所述第四整流二极管连接，所述副边连接于所述第二整流二极管和所述第四整流二极管之间。

优选的，所述输出滤波电路包括输出滤波电感、输出滤波电容和输出电阻，所述输出滤波电容与所述输出电阻并联，所述输出滤波电感与所述输出滤波电容和所述输出电阻串联，所述输出滤波电感与所述整流电路串联，所述输出滤波电容与所述整流电路并联。

优选的，所述输出滤波电感一端连接与所述第二整流二极管和所述第三整流二极管之间，所述输出滤波电感的另一端连接于所述输出滤波电容与所述输出电阻之间。

本实用新型的有益效果是：电源通过一个无损元件—箝位电容，将推挽和正激有机地结合在一起，同时保留两种变换器的优点，克服他们的缺点：开关管的关断电压尖峰得到抑制，开关管的电压应力减小；变压器的磁芯双向磁化，偏磁现象得到抑制，变压器的一致性要求降低；在低压大电流的应用场合中获得了较高的效率，成为该场合较有优势的电流拓扑形式。

附图说明

附图用来提供对本实用新型的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本实用新型的实施例一起用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型的限制。在附图中：

图1是本实用新型原理结构示意图；

图中标记为：Uin：电源输入电压；Q1：第一开关管；Q2：第二开关管；C1：电容；T1-Lp1:第一原边；T1-Lp2：第二原边；T1-Lp:副边；D1：第一整流二极管；D2：第二整流二极管；D3：第三整流二极管；D4：第四整流二极管；L1：输出滤波电感；C3：输出滤波电容；R1：输出电阻。

具体实施方式

如图1所示，一种电动汽车用推挽正激开关电源，包括依次连接的直流输入电源、变压器T1、整流电路和输出滤波电路，变压器T1包括相对应的原边和副边T1-Lp，原边包括分别与直流输入电源连接的第一原边T1-Lp1和第二原边T1-Lp2，第一原边T1-Lp1与直流输入电源的负极端之间设有第二开关管Q2，第二原边T1-Lp2与直流输入电源的正极端之间设有第一开关管Q1，第一开关管Q1与第二开关管Q2之间连接有一电容C1，副边T1-Lp连接于整流电路。整流电路为全桥整流电路，全桥整流电路包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3和第四整流二极管D4，第一整流二极管D1分别与第二整流二极管D2和第四整流二极管D4连接，第三整流二极管D3分别与第二整流二极管D2和第四整流二极管D4连接，副边T1-Lp连接于第二整流二极管D2和第四整流二极管D4之间。输出滤波电路包括输出滤波电感L1、输出滤波电容C3和输出电阻R1，输出滤波电容C3与输出电阻R1并联，输出滤波电感L1与输出滤波电C3容和输出电阻R1串联，输出滤波电容C3与整流电路并联。输出滤波电感L1一端连接与第二整流二极管D2和第三整流二极管D3之间，输出滤波电感L1的另一端连接于输出滤波电容C3与输出电阻R1之间。

如图1所示，一种电动汽车用推挽正激开关电源基于上述电路连接，使得整个电路工作原理和效果完全不同于推挽电路，从而克服了推挽变换器和正激变换器的缺点。

具体的，电动汽车的24V蓄电池作为该电路的输入电源，原边2个开关管Q1、Q2采用高频固定占空比工作，即Q1和Q2交替导通，并且它们导通交替时有很小的死区延时，避免电源被直通，经过高频变压器T1的升压或降压，再通过副边T1-Lp的全桥整流电路(D1、D2、D3、D4)，输出滤波电感L1、电容C3就形成稳定的直流电压540V输出。由于整个电路只有2个开关管，且以固定占空比交替导通，这就使得电路的控制电路十分简单。

在电路稳态的时候，不论是Q1或Q2哪一个导通，C1都是跟变压器原边的一个绕组并联的，所以C1上的电压总是左负右正，且约等于输入直流电源的电压Uin。电源输入电压Uin、电容C1两端电压Uc1、Q1和Q2开关管两端的电压Udq1和Udq2构成一个回路，由基尔霍夫电压定律可知：

Uin+Uc1＝Udq1+Udq2＝2Uin

式中，Udq1和Udq2分别为Q1或Q2漏源极压降。因为开关管漏源极压降Udq1，Udq2≥0(等于零的情况出现在漏源极承受电压为反偏，此时反向并联的二极管导通，漏源极电压被箝位在0)，故开关管在工作过程中所承受的最大的电压应力是2Uin，因此，加入C1可消除开关管的电压过冲现象。同时，由于C1的端电压具有浮动特性，如果选择合适的箝位电容值，即能保证变压器磁通在同一周期的两个半周期中有相等的伏秒数和磁芯的双向对称磁化，使激磁电流和磁通在周期结束时回到起始点，无直流偏磁的现象，电容C1的引入抑制了开关管的电压尖峰，同时也抑制了推挽变换器固有的直流偏磁现象。

推挽正激变换器保持了推挽电路和正激电路的优点，克服了两者的缺点，具有：抑制变压器的磁芯偏磁；变压器磁芯双向磁化；抑制开关管的关断电压尖峰等优点，在电动汽车24V电源系统这种低压大电流的应用场合中获得了较高的效率，成为该场合较有优势的电路拓扑形式。

以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。