一种三轨电源生成装置的制作方法

本实用新型属于电子技术领域，进一步细分属于DC-DC电源转换技术领域，尤其涉及一种三轨电源生成装置。

背景技术：

在电子线路中，经常需要用到多种规格电源，尤其在测量领域，为了提高运放的线性度和动态范围，单电源供电的系统会给运放提供低于GND的负电源和高于系统供电VCC的正电源，这些电源通常使用DC-DC电路来生成，在现有的技术中，多轨电源需要用多个DC-DC电路完成，电路复杂而且成本高，多个DC-DC之间通常需要进行PWM控制频率的同步工作，以提高系统稳定性和电磁兼容性。

使用fly-back结构的DC-DC电路，能够同时生成多组不同电源，但fly-back电路需要使用变压器，并且由于自身结构的特点，其输入输出电流均不连续，因此体积较大，电流纹波较大，且fly-back电路所生成的多轨电源在负载不均衡时，生成的多轨电源电压偏差较大。

技术实现要素：

本实用新型旨在解决上述问题，提供一种体积小、成本低的三轨电源生成装置。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，包括由PWM控制的MOS开关管Q1、电容Cin、电感L1、电感L2、电感L3、整流二极管D1、整流二极管D2、整流二极管D3、变换电容CS1、变换电容CS2、滤波电容Co1、滤波电容Co2、滤波电容Co3和反馈控制网络；所述电容Cin、MOS开关管Q1、电感L1、整流二极管D1、滤波电容Co1构成Boost结构的升压DC-DC电路；所述电容Cin、MOS开关管Q1、电感L1、变换电容CS1、电感L2、整流二极管D2、滤波电容Co2构成Cuk结构的负变换DC-DC电路；所述电容Cin、MOS开关管Q1、电感L1、变换电容CS2、电感L3、整流二极管D3、滤波电容Co3构成Sepic结构的正变换DC-DC电路；所述Boost结构的升压DC-DC电路、Cuk结构的负变换DC-DC电路和Sepic结构的正变换DC-DC电路共用输入电容Cin、MOS开关管Q1、反馈控制网络和电感L1；所述升压DC-DC电路、负变换DC-DC电路和正变换DC-DC电路具有相同的开关频率和占空比D；所述反馈控制网络设置于整流二极管D3与MOS开关管Q1之间，用于采样并控制PWM的占空比D。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，所述电感L1、电感L2、电感L3使用同一磁芯并线绕制，构成变压器T；所述变压器T的1、3、5管脚为同名端，2、4、6管脚为另一同名端。L1的两管脚为T的1、2管脚，L2的两管脚为T的3、4管脚，L3的管脚为T的5、6管脚；因此变压器T的1、3、5管脚为同名端，2、4、6管脚为另一同名端。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，所述T的1管脚和输入电源Vin相连，T的2管脚和MOS开关管Q1的漏极相连，MOS开关管Q1的源极和系统地GND相连，T的4、6管脚分别通过变换电容CS1、电容CS2和MOS开关管Q1的漏极相连，整流二极管D1的正极和MOS开关管Q1的漏极相连，整流二极管D1的负极为Vin+Vo输出端，经过滤波电容Co1滤波输出稳定的电压Vin+Vo；所述T的4管脚和整流二极管D2正极相连，整流二极管D2负极连接系统地GND，T的3管脚为-Vo输出端，经过滤波电容Co2滤波后输出稳定的电压-Vo；所述T的5管脚和系统地GND相连，T的6管脚和整流二极管D3的正极相连，整流二极管D3的负极为+Vo输出端，经过滤波电容Co3滤波后输出稳定的电压+Vo；反馈控制网络通过+Vo采样并控制PWM的占空比以达到调节输出电压的目的。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，所述电感L1、电感L2、电感L3构成1:1:1的变压器T。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，所述占空比D和输出电压Vo满足：

本实用新型所述的三轨电源生成装置，当电路工作在连续电流模式时，D即为PWM波的占空比；当电路工作在电流断续模式时，D的含义为：

其中tQ为Q1导通的时间，tD为整流二极管正向导通的时间。

本实用新型所述的三轨电源生成装置，所述整流二极管导通的条件为电感L1、电感L2、电感L3电流下降到0之前，即电感磁芯中的磁通量下降到0之前；也可理解成tD为MOS管Q1关闭后到电感磁芯中的磁通量下降到0之前这段时间。

本实用新型所述的三轨电源生成装置由一个使用PWM控制的MOS开关管Q1；一个输入电容Cin；绕在同一磁芯上的三个1:1:1的电感L1、L2、L3；三个整流二极管D1、D2、D3；两个变换电容CS1、CS2和三个滤波电容Co1、Co2、Co3及反馈控制网络构成；Cin、Q1、L1、D1、Co1构成一个Boost结构的升压DC-DC电路；Cin、Q1、L1、CS1、L2、D2、Co2构成一个Cuk结构的负变换DC-DC电路；Cin、Q1、L1、CS2、L3、D3、Co3构成一个Sepic结构的正变换DC-DC电路；正常工作时，电路对外输出三种不同规格的电压：+Vo、-Vo、Vin+Vo。在MOS开关管Q1的关闭周期和开通周期，均有输入电流的变换电路，因此电流纹波小于fly-back结构的DC-DC电路，电路正常工作时，三个电感L1、L2和L3同时工作，其互感作用使得本实用新型所指的一种三轨电源生成装置和独立的Boost、Cuk、Sepic电路相比较，同样工作条件下电感量可减小为独立电路的1/3，从而降低了整个电路的体积和成本，同时输入端，三个不同的DC-DC变换器Boost、Sepic、Cuk电路共用了Cin、L1、Q1和反馈控制网络，因此三个变换器不需要进行控制频率同步，相对于使用三个独立DC-DC电路，有更好的电磁兼容性和稳定性。输出的Vo可以高于输入电压Vin，也可以低于输入电压Vin，尤其适合于Vin变化比较大的电池供电的使用场所。

附图说明

图1本实用新型所述三轨电源生成装置电路示意图；

图2实施例二所述使用Boost芯片SX1308构成的三轨电源生成装置电路图；

图3实施例三所述使用Buck芯片MP2303构成的三轨电源生成装置电路图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本实用新型所述三轨电源生成装置进行详细说明。

实施例一本实施例中的三轨电源生成装置，如图1所示由一个使用PWM控制的MOS开关管Q1；一个输入电容Cin；绕在同一磁芯上的三个1:1:1的电感L1、L2、L3；三个整流二极管D1、D2、D3；两个变换电容CS1、CS2、三个滤波电容Co1、Co2、Co3及反馈控制网络构成；三个电感L1、L2、L3构成一个1:1:1的变压器T，T的1、3、5管脚为同名端2、4、6管脚为另一同名端，T的1管脚和输入电源Vin相连，T的2管脚和Q1的漏极相连，Q1的源极和系统地GND相连，T的4、6管脚分别通过变换电容CS1、CS2和Q1的漏极相连，D1的正极和Q1的漏极相连，D1的负极为Vin+Vo输出端，经过C1滤波输出稳定的电压Vin+Vo；T的4管脚和D2正极相连，D2负极连接系统地GND，T的3管脚为-Vo输出端，经过Co2滤波后输出稳定的电压-Vo；T的5管脚和系统地GND相连，T的6管脚和D3的正极相连，D3的负极为+Vo输出端，经过Co3滤波后输出稳定的电压+Vo；反馈控制网络通过+Vo采样并控制PWM的占空比以达到调节输出电压的目的。

如图1所示，电容Cin、Q1、L1、D1、Co1构成一个Boost升压电路，正常工作时，Q1导通时，输入电源Vin向L1充磁储能，Q1关闭时，L1通过D1向Co1充电，若控制Q1导通关闭的PWM占空比为D，则Co1两端的电压Vin+Vo为：

(1)式为Boost电路工作在连续电流模式，且忽略整流二极管D1正向压降的理想状态下，输入电压和输出电压的关系；当Boost电路工作在电流断续模式，则D的含义为：

(2)式中，tQ为Q1导通的时间，tD为二极管D1正向导通的时间，若考虑到整流二极管D1的正向压降，则(1)可改写为：

其中Vf为整流二极管的正向导通压降。

本实施例中电容Cin、Q1、L1、CS1、L2、D2、Co2构成一个Cuk结构的负变换DC-DC电路，正常工作时，CS1上的电压等于输入电压Vin和输出电压Vo绝对值之和。当Q1导通时，输入电源向L1充磁储能，CS1的左端和地接通，并向L2和C2放电，L2亦充磁储能，此时L1和L2两端电压均与输入电压相等，当Q1关断时，L1所储能量通过D2给CS1充电，同时L2上所储能量亦通过D2给输出电容Co2充电，此时L1和Lo2两端电压均等于输出电压绝对值加D2的正向压降，Cuk电路的输入电压和输出电压的转换关系为：

考虑到整流二极管D2正向压降时，(4)式改写为：

与Boost电路相同，D在连续电流模式和断续电流模式时的含义有所不同。

本实施例中电容Cin、Q1、L1、CS2、L3、D3、Co3构成一个Sepic结构的正变换DC-DC电路，正常工作时，CS2上的电压等于输入电压，当Q1导通时，输入电源向L1充磁储能，CS2经过左端与地接通，并向L3放电，L3亦充磁储能，此时L1和L3两端电压均与输入电压相等，当Q1关断时，L1所储能量向CS2放电，并进一步通过D3向输出电容Co3充电，同时L3上所储能量亦通过D3向输出电容Co3充电，此时L1和L3两端电压均等于输出电压绝对值加上D3的正向压降，Sepic电路的输入电压和输出电压的转换关系为：

考虑到整流二极管D3正向压降时，(6)式改写为：

由上述公式(3)、(5)、(7)式可得到，Boost、Cuk、Sepic电路中的D相同时，本实用新型中所述的三轨电源生成装置输出的电压分别是Vin+Vo、-Vo和+Vo，当电路工作在连续电流模式时，D显然仅受到Q1导通和关闭的影响，Boost、Cuk、Sepic电路中的D完全相同，当电路工作在电流断续模式的时候，D由(2)式给出，对于Boost电路，tD是Q1关闭后，L1中磁通量下降到0的时间，对于Cuk电路，tD是Q1关闭后，L1、L2中磁通量下降到0的时间，对于Sepic电路，tD是Q1关闭后，L1、L3中磁通量下降到0的时间，由于L1、L2、L3绕在同一个磁环上，忽略其漏感时，则L1、L2、L3的磁通量完全相同。因此，在Boost、Cuk、Sepic电路工作在电流断续模式时，它们的D也是完全相同的，故在适当的反馈控制电路的作用下，本实用新型所述三轨电源生成装置正常工作时，可以稳定的输出Vin+Vo、-Vo和+Vo三个不同的电压。整个电路中仅使用+Vo输出作为反馈控制网络的采样端，即可实现三轨电源的稳定输出，当不同电压输出端的负载偏差较大或者负载变化比较大的情况下，应采用比例放大器将Cuk和Boost电路输出的电压Vo部分映射到对地电压差，并使用多路采样作为反馈控制网络的采样端。

实施例二在实施例一的基础上，如图2所示使用国产Boost芯片SX1308构成三轨电源生成装置，SX1308内置Boost电源转换器的MOS器件，可用于实现实施例一中Q1和反馈控制网络的功能。

如图2所示L1、L2、L3采用外径为7.87mm，初始μ＝125的铁硅铝磁环，直径0.5mm的漆包线，三线并绕7匝，单个电感约为2.2μH，电容Cin选择22μF瓷片电容，Co1、Co2、Co3选择10μF瓷片电容，D1、D2、D3选择肖特基二极管1N5219，CS1、CS2选择2.2μF瓷片电容。

SX1308芯片的FB参考电压为0.6V，Rf1、Rf2为反馈分压电阻，选择Rf1为10K，Rf2为45K时，Vo为3.3V，当输入电压为2-12V时，如图2所示的实施例二可输出-3.3V、+3.3V和5.3-15.3V的三种电压。

实施三如图3所示，实施例三使用Buck电源转换芯片MP2303作为控制芯片，外接N沟道MOS构成的三轨电源生成装置，由于MP2303是集成有同步整流的MOS的Buck转换芯片，且为Buck结构，不能直接使用内置MOS担任Q1的功能，因此需要外接N沟道的MOS作为Q1。

如图3所示，R1和DZ用于为MP2303提供一个稳定的工作电压，该电压亦为Q1栅极驱动的最大电压，适宜选择在7-15V之间，R2为使能控制偏置电阻，C5为内置MOS驱动的自举电容，C6为软启动延迟电容，R5、C10构成控制补偿电路。U2为双运放LM258，供电使用-Vo和Vin+Vo，其中U2A和两个Rf构成反向1:1放大器，将输出的-Vo转换为对地正电压由U2的1管脚输出，U2B和4个Rf构成1:1的比例放大器，将Vin+Vo和Vin之间的电压差，转换到相对GND的电压差，并由U2的7管脚输出，U2的1管脚和7管脚分别Cuk电路和Boost电路的Vo值，Rf21、Rf22、Rf23、Rf24构成分压反馈网，反馈采样源分别来自于Boost、Cuk和Sepic电路的输出端，MP2303的FB电压为0.8V，图2中的Vo则为5V，当时输入Vin为18-28V时，图3中实施例可输出-5V、+5V和23-33V三种电压。

如图3所示，Q1选择东芝的TPN4R806PL，导通电阻4.8mΩ，耐压60V，L1、L2、L3选择外径12.7mm，初始μ＝125的铁硅铝磁环，直径0.7mm的漆包线，四线并绕15匝，其中两线并接用于L1、另外两线分别用于L2和L3，单个电感约为10μH，Cin选择两个47μF的瓷片电容并联，Co1、Co2、Co3选择47μF的瓷片电容，D1、D2、D3选择肖特基二极管1N5219，CS1、CS2选择2.2μF的瓷片电容。Rf、Rf21选择10k 1％金属膜电阻，Rf22、Rf23、Rf24选择157K 1％金属膜电阻，正常工作条件下，图3中实施例2的每个电源输出端可以提供不小于500mA的输出电流，且在负载偏差超过80％的情况下，电压偏差不超过5％。

上述实施例仅是本实用新型的部分，基于本实用新型中的实施例，本领域中的普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。