在没有电流传感器的情况下对开关式边界模式功率转换器进行数字控制的制作方法
相关专利申请
本申请要求于2017年8月9日提交的美国临时专利申请62/543,225的优先权，该申请的全部内容出于所有目的以引用方式并入本文。
本公开涉及功率转换器，并且更具体地涉及对边界模式功率转换器进行控制。
背景技术：
功率转换器以及特别是开关模式功率转换器用于多种应用以提供ac/dc转换和dc/dc转换。例如，开关模式功率转换器(也称为开关模式电源(smps))广泛用于计算机和手机电源单元，以从典型的120v/240vac电源线路提供必要的工作电压。
设计功率转换器时关注的典型项目涉及转换效率和成本。应当显而易见的是，应最小化功率损耗以提高转换器的总体效率并且还减少热量的产生，根据设计和相应的应用该热量可能难以消散。
已知在边界传导模式或短路“边界模式”(bcm)下操作开关模式功率转换器。与ccm(连续传导模式)中的连续操作不同，在边界传导模式中，其旨在在没有电流或没有实质性电流流过开关时操作功率转换器的开关。这种操作模式减少了开关损耗，并且还由于没有反向恢复损耗而允许在升压开关模式功率转换器设置中使用较便宜的部件，例如，较便宜的升压二极管。此外，考虑到输入电流遵循输入电压波形，bcm还允许功率因数校正(pfc)。
bcm的副产物是转换器固有地使用可变开关频率。该频率主要取决于所选择的输出电压、输入电压的瞬时值、所使用的储能器的参数，例如，电感或电容以及递送到负载的输出功率。最低频率发生在正弦线电压的峰值处。
为了在边界传导模式下正常操作，有必要确定通过开关的电流达到零的确切时刻。在典型电路中，例如，使用电流变压器、使用耦合电感(诸如，靠近主电感的另外的绕组)或者使用ct或霍尔效应传感器来使用电流感测。然而，所有这些方法都增加了电路的成本和复杂性。
技术实现要素：
因此，存在这样的目的，即提供一种用于开关模式功率转换的具有成本效益的电路布置和方法，该电路布置和方法允许在边界传导模式下有效地操作。
该目的通过用于开关边界模式功率转换的电路布置、信号处理器和方法来解决。从属权利要求以及以下描述包含本发明的各种实施方案。
在一个方面，提供了一种用于开关边界模式功率转换的电路布置，其包括用于从电源接收输入电压的输入端；用于向负载提供输出电压的输出端；储能设备；可控开关设备；以及信号处理器。该信号处理器连接到可控开关设备并且被配置用于开关设备的零电流开关；其中信号处理器被进一步配置为根据第一电压信号和第二电压信号确定用于零电流开关的至少一个开关点，其中第一电压信号对应于输入电压并且第二电压信号对应于输出电压。
本发明的基本构思是允许通过消除电流感测在边界传导模式下有效地操作开关模式功率转换器。这允许降低相对应的转换器的成本。如本发明的发明人已确定的那样，消除边界传导模式转换器中的电流感测还去除了检测的问题，因为使用用于电流感测的磁性部件引入了显著延迟。该延迟使得难以对零电流点进行正确检测。最后，一些实施方案允许增加的功率密度，即，较小的转换器尺寸。
附图说明
通过以下对各种实施方案的讨论，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得显而易见。在附图中，
图1示出了用于开关边界模式功率转换的电路布置的实施方案的示意性框图；
图2示出了示例性示意性pwm开关循环中的电感器电流il的图；
图3示出了在ac输入电压vin的整个循环期间图1的实施方案的电路布置的操作的图；
图4示出了图1的信号处理器9的操作的实施方案的示意性框图；
图5至图6示出了图1的实施方案的电路布置的操作的波形；并且
图7以示意性框图示出了升压转换器电路1a的另一个实施方案。
具体实施方式
本专利申请中描述的技术特征可以用于构造集成电路设备的各种实施方案。讨论了本发明的一些实施方案以便使得本领域的技术人员能够制造和使用本发明。
如前面所讨论，并且在一个方面，提供了一种用于开关边界模式功率转换的电路布置，其包括用于从电源接收输入电压的输入端；用于向负载提供输出电压的输出端；储能设备；可控开关设备；以及信号处理器。该信号处理器连接到可控开关设备并且被配置用于开关设备的零电流开关；其中信号处理器被进一步配置为根据第一电压信号和第二电压信号确定用于零电流开关的至少一个开关点，其中第一电压信号对应于输入电压并且第二电压信号对应于输出电压。
在本讨论的上下文中，术语“开关边界模式功率转换”被理解为在边界传导模式(bcm)下的开关模式电功率转换。相对应的转换器电路包括至少一个储能设备和开关设备，用于暂时存储输入能量，然后以不同的电压将该能量释放到输出端。
在bcm中，当通过储能设备的电流返回到零(其在连续传导模式(ccm)和不连续传导模式(dcm)的边界处)时，启动新的开关周期。
在本发明的上下文中的“储能设备”被理解为用于至少暂时地存储电能的设备。例如，储能设备可以包括一个或多个电感器/电感和/或一个或多个电容器/电容。
在一些实施方案中，与电路中的总电阻相比，储能设备诸如电感器的值应当较大。电阻(r)可以电感器电阻、开关设备电阻、滤波器电阻、电路板迹线电阻等形式存在。在一些实施方案中的电感器电流遵循基于导通时间期间电流的最终值的路径，如if*e^(-t/ζ)，其中if＝vin/r,ζ＝l/r。如果ζ较大，则电感器电流将显示为直线。用于提高ζ的值的一种方法是通过使用有效的开关和电感器来减小电阻(r)值。在断开时间期间，除其他电阻之外，负载电阻还对r有贡献。在一些实施方案中，l的值可以通过输入电压、负载范围和开关频率限值来设置。
在本发明的上下文中的开关设备可以具有任何合适的类型以控制电流。开关设备可以包括例如一个或多个半导体开关，诸如，双极晶体管、场效应晶体管、mosfet、igbt、sic、gan等。
根据本方面，电路布置包括信号处理器。在这种情况下，信号处理器被理解为允许例如根据利用khz范围内的频率进行的脉冲宽度调制(pwm)来对开关设备进行循环控制的设备。在一些示例中，信号处理器被配置为以利用大约500khz的频率控制pwm中的开关。在一些实施方案中，信号处理器是数字信号处理器(dsp)，其允许更快地执行用于零电流确定的例程。
根据本方面的信号处理器被配置用于零电流开关。在这种情况下，“零电流开关”被理解为当没有电流或只有例如小于100μa的小电流流动时控制开关设备。如考虑到电路布置被配置用于边界传导模式操作将显而易见的，零电流开关特别地涉及从断开状态(即，开关设备的非导电状态)到导通状态(即，没有电流或仅有小电流流动时的开关设备的导电状态)的控制。
在本说明的上下文中，储能设备的“零电流点”被理解为储能设备在充电/放电循环(本文也称为“开关循环”)之后完全放电的时间点。
在这种情况下，“开关循环”被理解为相应的可控开关设备被设置为导电(即处于导通状态)并且可控开关设备随后被设置为非导电(即处于断开状态)的组合时间。在pwm控制的情况下，开关循环对应于pwm循环时间t。
“中间循环”时间对应于开关循环周期的一半，并且因此是每个开关循环中在储能设备的两个后续零电流点之间等距间隔开的时间点。
现在将参考附图，其中将给出实施方案的各种元件的数字标号，并且将在其中讨论另外的实施方案。
对于部件、模块、单元、设备、区段、部分、过程步骤和其他元素的特定参考并非旨在进行限制。另外，应当理解，在参考替代的附图时，相似的部分具有相同或相似的附图标号。还应当注意，附图为示意性的并且用于给本领域的读者提供指导，并且不一定按比例绘制。相反，在附图中示出的各种绘图比例、纵横比和部件的数目可能有意被变形以让某些特征或关系更易于理解。
图1示出了用于开关边界模式功率转换的电路布置(即在本实施方案中为开关模式bcm升压转换器电路1)的实施方案的示意性框图。
升压转换器电路1包括输入端或输入级2，该输入端或输入级2被配置用于连接到典型的电源连接件(例如，处于110v、60hz或240v、50hz)。在输入端2处提供桥式整流器3以获得正半波。升压转换器电路1还包括呈电感器4、mosfet开关设备5、回扫二极管6、输出电容器7、输出端8、信号处理器9和脉冲宽度调制(pwm)驱动器10形式的储能设备。
电路1的一般操作对应于典型升压转换器的一般操作：当mosfet5处于导通状态时，电感器4被充电。一旦电感器4被充电，mosfet5就被开关到断开状态，使得唯一的剩余电流路径穿过回扫二极管6和负载11，该负载在图1中显示为可变电阻。鉴于来自电感4和输入端2两者的增加的电流，电压增加。当mosfet5处于关断状态时，在导通状态期间存储在电感器4中的能量通过二极管6被放电到负载11中。
电路1的操作由信号处理器9和pwm驱动器10控制。如图所示，信号处理器9连接到pwm驱动器10并且向驱动器10提供pwm控制信号。驱动器10控制mosfet5并且包括电平移位器，该电平移位器将驱动信号从0v-3.3v改变为mosfet5所需的电平，例如，在该实施方案中为0v-12v。另外，pwm驱动器10以更快的上升和下降时间驱动mosfet5，这对于减少开关损耗是有益的。mosfet导通电压决定其电阻。较高的电压导致较低的导通电阻。
本实施方案中的信号处理器9是dspic33ep系列类型的数字信号处理器，其购自美国亚利桑那州钱德勒市的微芯科技股份有限公司。如前面所讨论的，电路1被配置用于边界传导模式(bcm)操作，该操作由信号处理器9控制。
在典型的bcm操作中，当通过电感器4的电流il返回到零时，启动新的pwm开关周期。图2示出了示例性示意性pwm开关循环中的电感器电流il的图。上升电流斜率典型地可以对应于vin/l，并且下降电流斜率典型地可以对应于
从图2的底部部分可以看出，pwm控制信号被施加到mosfet5。当pwm信号很高时，mosfet5是导电的并且电感器4中的电流il增加。本文中将该时间段描述为t导通时间。一旦达到了所期望的电感器4的电荷，则pwm信号被控制至低电平并且mosfet5被设置为非导电。电流il逐渐减小，直到电感器4完全放电。本文中将该时间段描述为t断开时间。t导通和t断开两者是pwm/开关循环t。
当电感器4完全放电(即在pwm循环中的“零电流时间点”处)时，下一pwm循环开始。pwm信号相应地被控制为高电平并且mosfet5被开关为导电。
如前面所讨论的，考虑到当无实质性电流流动时将mosfet5从断开状态控制为导通状态(这在本文中被称为“零电流开关”)，bcm避免了开关损耗。
图3示出了在ac输入电压vin的整个循环期间电路1的操作的图。如从图中将显而易见的，电感器4根据pwm信号(在图3中被示出为vpwm)在输入电压的每个半循环中被多次充电和放电。转换器电路1以可变开关频率操作，这主要取决于所期望的输出参考电压vo,ref、输入电压vin的瞬时值、电感器4的电感器值以及被递送到负载rl11的输出功率。
操作频率随着输入电流遵循正弦输入电压波形而变化，如图3所示。最低频率发生在正弦输入的峰值(即，线电压)处。如从图3将显而易见的，并且由于il的电流波形是大致三角形的，因此每个pwm周期中的平均值与输入电压vin成比例。因此，假设有正弦vin，电路1的输入电流iin以高精度遵循vin的波形，并从电源汲取正弦输入电流。因此，在bcm中操作转换器1对于功率因数校正(pfc)是理想的。
回到图1，为了允许bcm操作，信号处理器9被配置为在第一电压输入端12处接收对应于整流电源电压vin的第一电压信号。第二电压信号被提供给第二电压输入端13。第二电压信号对应于输出电压vout。图1的实施方案中的两个电压信号通过由电阻器rx和ry形成的相对应的分压器来获得。需注意，尽管图1中的输出侧分压器被示出在电路布置1的外部，但当然，该分压器可以被提供为电路布置1的一部分。
信号处理器9采集第一电压信号和第二电压信号的样本。输入电压信号和输出电压信号的采样应理想地在t/2处进行，即在用于获得合适的平均值的开关循环的一半处。
信号处理器9被配置为当pwm的占空比低于50％时(即，当vin>vout/2时)在t/2处对电压信号进行采样。这提供了周期对应于输入电压的平均值。大部分功率传输都发生在这个间隔期间。由于在这种情况下占空比和频率较低，因此有足够的时间来计算下一零电流点和开关周期。
对于输入电压半波的剩余部分，采样频率朝向零电流点更高，并且如果在t/2处进行采样，则没有足够的时间进行计算。相反，对于等于或高于50％的占空比，信号处理器9被配置为在周期的开始附近(例如，在用于将瞬态开关为消失的100ns的小延迟之后)对电压信号进行采样。由于输入电压与其峰值相比较小，因此在开始处和t/2处被采样的值之间的差值不显著。
使用由信号处理器9的内部存储器(未示出)提供的对应于vin和vout的两个电压信号以及预定义的电压参考vo,ref，信号处理器9计算每个pwm循环中的零电流点，即电感器电流il达到零的时间点。需注意，在该实施方案中，信号处理器9不直接测量电感器电流il，这提供了特别具有成本效益和紧凑的设置。
图4示出了图1的信号处理器9的操作的实施方案的示意性框图。
在相应的输入端12和13处接收第一(对应于vin)电压信号和第二(对应于vout)电压信号。预定义的电压参考vo,ref从存储器40获得。将两个电压信号提供给用于信号调节的运算放大器41a、41b，然后将其提供给模数转换器(adc)电路42a、42b。两个adc电路42a、42b将电压信号转换为数字信息并且具有有vmin:0v和vmax:3.3v的12位类型。
信号处理器9还包括多个模块以向pwm驱动器10提供总pwm循环时间t和导通时间t导通。如图4的上部部分所示，减法模块43和除法模块44向乘法模块45提供
在图4的下部部分中，pwm的导通时间t导通根据vout(即电流输出电压和预定电压参考vo,ref)来计算。求和节点46将电流输出电压vout与“设置点”vo,ref进行比较。所得到的误差信号被提供给滤波器/补偿器47(该滤波器/补偿器47以相对较低的频率(例如10hz)运行)以去除通常存在于输出电压vout中的二次谐波分量。
将滤波后的误差信号提供给限制器48。该限制器48提供安全性，特别是在负载侧短路的情况下。在输出/负载侧上的短路期间，mosfet5的导通时间趋于升高。限制器48限制被馈送到输出端的最大导通时间t导通，并且因此限制最大功率。因此，可安全地应对短路情况。如果输入电压和导通时间两者在限值内，则不会出现过功率状况。
乘法器45接收相应处理的误差信号作为导通时间t导通，并相应地将
如前面所提及，延迟49耦合在乘法器45和pwm驱动器10之间。延迟49提供稍微延迟的时刻，mosfet5经过“真”时刻被开关到导通状态，电感器4中的电流达到零。原因是考虑典型的寄生电容，特别是mosfet5中的寄生电容，考虑到在这种情况下mosfet5的寄生电容两端的电压将通过mosfet5放电，电感器4的实际零时刻对于开关来说不是理想的。为抵消这种损耗，提供了延迟49。延迟49进一步补偿由驱动器10引入的传播延迟。基于寄生电容值来预定义延迟时间。典型的延迟时间范围介于100ns和500ns之间。因此，需注意，鉴于mosfet5的开关中引入的相当小的延迟，因此在本文中延迟的开关点仍然被认为是零电流点。
图5示出了在输入电压的峰值附近的二极管电流id。图6示出了在输入电压的零附近的二极管电流id。
图7以示意性框图示出了升压转换器电路1a的另一个实施方案。电路布置1a的实施方案对应于图1的实施方案，具有以下不同之处。从图7中可以看出，布置了用于电感器4的旁路二极管d2，这有助于启动电路1a。
尽管在附图和上述描述中详细示出和描述了本发明，此类图示和描述将被视为例示性或示例性而非限制性的；本发明不限于公开的实施方案。例如，可能在一个实施方案中操作本发明，其中：
-代替电感器4或除了电感器4之外，使用电容器作为储能设备；
-emi(电磁干扰)滤波器被包括并且被设计成通过较低频率分量并衰减较高频率分量；并且/或者
-滤波器/补偿器47为2p2z或pid控制器；
在实践受权利要求书保护的本发明时，本领域的技术人员能够通过研究附图、本公开和所附权利要求书理解和实现所公开实施方案的其他变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”不排除多个。单个处理器、模块或其他单元可履行权利要求书中引用的若干项的功能。
在互不相同的从属权利要求书中引用了某些测量值的不争事实并不表示这些测量值的组合不能带来益处。权利要求书中的任何附图标记不应当被视为限制范围。
附录
本公开的实施方案包括用于在没有电流传感器的情况下对边界模式pfc进行数字控制的微控制器、系统、集成电路设备和方法。此类pfc可以通过模拟电路、数字电路、由处理器执行的指令或其组合的任何合适的组合来实现。本公开的实施方案可以进一步在电源或用于电源的控制器中实现。
图1是用于在没有电流传感器的情况下实现对边界模式pfc的控制的示例电路的图示。
边界模式pfc可以包括可变频率拓扑结构，其中开关频率在交流电(ac)线周期上变化。可变频率可以归因于零电感器电流pwm开关。频率可以主要取决于输入电压、输出负载和电感器值。频率可以在输入电压零附近最高，并且在输入电压峰值附近最低。emi滤波器可以被包括并被设计成通过较低频率分量并衰减较高频率分量。
边界模式pfc还可以包括升压拓扑结构、ac输入端、直流(dc)输出端、外部电压回路、恒定导通时间、在零电流下关断的开关和可变频率。
本公开的实施方案可以使两个或更多个升压pfc级交错。这些实施方案可以实现零电流开关和50％相位差两者。此类实施方案的实施方式及其算法可以在电流检测电路中导致显著量的延迟。此类延迟可以由所计算的零检测时间与实际的零检测时间之间的不匹配引起。这个问题的一个解决方案可能需要复杂的磁性设计变化。另一解决方案可以包括其中消除了电流检测的实施方案。对于pfc级或边界模式pfc，可以消除电流检测。由于前端ac-dc转换器中的零电流开关，边界模式pfc可以实现高功率因数和高效率。然而，边界模式pfc可能以其他方式需要使用电流变压器的复杂的电流感测或使用耦合电感器技术的零电流感测。相反，本公开的实施方案可以利用以其他方式负责pfc的集成电路设备(诸如，微控制器、asic或dspic)的计算能力，以实现边界模式pfc的优点，而无需使用任何电流传感器。所提出的解决方案可能导致具有低成本和更高功率密度的解决方案。
在图1中，在交错式多级边界模式pfc中，可以实现其中电流在零的情况下被开关的边界模式pfc。由于较低的开关损耗，这可导致更高的效率。电路的输入端为处于例如110v、60hz或230v、50hz的电源。输入电压可以使用桥式整流器来整流并被馈送到包括电感器、开关和二极管的升压电路。经整流的输入电压和输出电压可以由模数转换器(adc)采样。adc在dspic中可能是固有的。其他解决方案可以依靠使用ct或霍尔效应传感器的电感器电流感测或利用耦合电感的零交叉检测电路。然而，这些电路为硬件添加了附加成本。另外，由于依赖磁性部件进行检测，电路中存在显著量的延迟。dspic可以在相对较低的频率下运行电压回路的补偿器(诸如，2p2z或pid)，以获得t导通时间。补偿器的输出可以提供脉冲宽度调制(pwm)电路的导通时间。较高带宽回路可以基于输入电压和输出电压的值来计算pwm周期值。pwm可以在电流达到零的瞬间截断。实际上，零点电流点对于开关可能不是理想的，因为开关的寄生电容(被实现为例如mosfet)两端的电压将通过开关放电。这可能导致开关中的附加功率损耗。为抵消这种损耗，可以根据寄生电容值来将延迟添加到开关。因此，本公开的实施方案可以满足在没有电流感测的情况下的零电流开关的目的。在诸如负载短路的状况期间，感觉到没有电流感测电路的风险。在短路期间，输出电压降低，并且开关的导通时间趋于升高。通过设置开关的最大导通时间，可以解决诸如过载或短路的状况，因为被馈送到输出端的功率是有限的。输入电流可以取决于导通时间和输入电压的值。如果输入电压和导通时间两者在限值内，那么可能不发生过功率状况。单独地监视输入电压，如果其在工作范围之外，则标记故障。
由于感知到降低的安全性，大多数系统设计者和开发者将抵制从此类电路移除电流感测的构思。然而，本公开的实施方案仍可以在所有必要的负载状况下应对安全状况和要求。另外，考虑到pfc的可变频率操作，正在考虑的本公开的实施方案的拓扑结构可能需要大量mips来计算和估计电流过零时间。这可能导致在实现解决方案方面需要大量的专业知识。
本公开的实施方案可以消除对复杂的电流感测电路的需要，从而减小电源的尺寸。另外，它还减少了对附加引脚和使用微控制器来处理电流信号的需要。
图2和图3示出系统在电流相对于时间周期和pwm信号方面的示例性能。
图4是根据本公开的实施方案的pfc的操作算法的图示。
图5示出根据本公开的实施方案的接近峰值的电感器电流。
图6示出根据本公开的实施方案的接近零的电感器电流。
图7是根据本公开的实施方案的pfc电源的框图的另一图示。
尽管在本公开中已示出特定实施方案，但在不脱离本公开的实质和教导内容的情况下，可以对本公开的示例性实施方案进行添加、修改、减除和其他更改。
集成电路设备可以包括控制电路；以及多个升压转换器级，每个升压转换器级包括电感器、二极管和开关；其中控制电路被配置为在零电感器电流通过相应的升压转换器级时使新的脉冲宽度调制(pwm)开关循环同步。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！