用于双输出谐振转换器的设备和方法与流程

本文公开的各种示例性实施例总体上涉及一种用于线性化双输出谐振转换器的控制输入的方法和设备。

背景技术：

对于满载时在大于大约100瓦特(w)的功率下操作的功率转换器，谐振拓扑提供高效且小体积/大功率密度的解决方案。在高于100瓦特的功率电平下，相比于其它拓扑的额外费用(例如，额外开关、额外次级二极管、谐振电容器)通过谐振拓扑的额外优点补偿。存在几种类型的谐振转换器，如串联谐振转换器、llc转换器和lcc转换器。串联谐振转换器使用谐振电容器cr和电感器ls作为谐振部件，而llc和lcc转换器使用三个谐振部件。对于llc转换器，变压器的磁化电感参与谐振，而对于lcc转换器，参与谐振的额外电容器存在于变压器的次级侧。

谐振电源用于发光二极管(led)电视机应用以提供供应低压电路的约12vdc的低压输出以及供应用于显示器的背光的led串的约165v的高压输出。这种谐振电源通常包含主调节回路，所述主调节回路感测12v输出并调节转换器的功率电平以便在负载变化时保持12v输出恒定。165v输出然后以如由谐振变压器的匝数比设定的或多或少的固定比例跟随12v。因为165v输出未被调节，所以165v输出的输出电压可以随165v输出和12v输出上的负载变化而大大变化。因此，通常在165v输出之后使用第二控制级以提供用于led串的更精确的电源电压。然而，第二控制级增加了这种谐振电源的成本。

技术实现要素：

各种示例性实施例的简要概述如下。在以下概述中可以进行一些简化和省略，其旨在突出和介绍各种示例性实施例的一些方面，而不是限制本发明的范围。适合于允许本领域普通技术人员制造和使用本发明构思的示例性实施例的详细说明将在后面的部分中进行。

各种实施例涉及功率转换器，其包含：双输出谐振转换器，其包含第一输出端、第二输出端、共模控制输入端和差模控制输入端，其中响应于在所述共模控制输入端处接收的共模控制信号和在所述差模控制输入端处接收的差模控制信号而控制所述第一输出端处的电压/电流和所述第二输出端处的电压/电流；以及双输出控制器，其包含第一误差信号输入端、第二误差信号输入端、δ功率信号输入端、共模控制输出端和差模控制输出端，其中所述双输出控制器被配置成响应于在所述第一误差信号输入端处接收的第一误差信号和在所述第二误差信号输入端处接收的第二误差信号而生成所述共模控制信号和所述差模控制信号，其中所述第一误差信号是所述第一输出端处的所述电压/电流的函数，并且所述第二误差信号是所述第二输出端处的所述电压/电流的函数，并且其中所述共模控制信号从所述共模控制输出端输出，并且所述差模控制信号从所述差模控制输出端输出，其中所述差模信号由差模信号限制电路限制。

描述了各种实施例，其中所述差模信号限制电路包含：第一最大检测器，其接收第一输入端处的缩放第一误差信号和第二输入端处的第一差模信号极限，其中所述第一最大检测器被配置成产生输出，所述输出是在所述第一输入端和所述第二输入端处接收的最大值；第二最大检测器，其接收第三输入端处的缩放第二误差信号和第四输入端处的第二差模信号极限，其中所述第二最大检测器被配置成产生输出，所述输出是在所述第三输入端和所述第四输入端处接收的所述最大值；第一加法器，其被配置成产生输出，所述输出是所述第一最大检测器输出与所述第二最大检测器输出的加法；以及第二加法器，其被配置成通过从差模信号最大值vdm_max中减去所述第一加法器的输出来产生所述差模信号。

描述了各种实施例，其中所述差模信号最大值被缩放值k，其中1＜k＜1.1。

描述了各种实施例，其中所述第一差模信号极限被计算为vdm_max*α/m，其中α和m是缩放因子，使得0＜α＜1并且1＜m＜1.1。

描述了各种实施例，其中使用反馈回路生成所述共模控制信号，所述反馈回路使用基于所述第一误差信号和所述第二误差信号的期望δ功率信号以及作为所述第一输出端和所述第二输出端处的输出功率之差的函数的δ功率信号。

描述了各种实施例，其中所述双输出控制器被配置成通过预先计算控制变量矩阵并生成作为所述第一和第二误差信号以及所述控制变量矩阵的函数的所述共模控制信号和所述差模控制信号来响应于所述第一误差信号和所述第二误差信号而生成所述共模控制信号和所述差模控制信号。

描述了各种实施例，其中所述控制变量矩阵包含变量k11、k12、k21和k22，其中所述期望δ功率信号和所述差模控制信号被生成为：期望_δ_功率＝第一误差信号·k21+第二误差信号·k22；以及vdm＝第一误差信号·k11+第二误差信号·k12。

描述了各种实施例，其中包含钳位电路，所述钳位电路被配置成将所述共模控制信号钳位到一系列值。

描述了各种实施例，其中所述钳位电路进一步包含：功率检测器，其被配置成当所述第一输出端的所述输出功率接近零时产生指示信号；以及极限检测器，其被配置成接收所述共模信号和所述指示信号以产生基于所述一系列值的受限共模信号。

描述了各种实施例，其中所述功率检测器包含被配置成接收参考信号的参考输入端和接收来自所述第一输出端的电压/电流信号的电压/电流输入端，其中所述指示信号基于所述参考信号和来自所述第一输出端的所述电压/电流信号产生。

描述了各种实施例，其中所述功率检测器包含辅助电压输入端，其被配置成从耦合到所述双输出谐振转换器的次级的辅助线圈接收辅助电压信号，其中所述指示信号基于所述辅助电压信号产生。

描述了各种实施例，其中所述功率检测器包含辅助电压输入端和切换节点电压输入端，所述辅助电压输入端被配置成从耦合到所述双输出谐振转换器的次级的辅助线圈接收辅助电压信号，所述切换节点电压输入端从所述双输出谐振转换器中的切换节点接收切换节点电压信号，其中所述指示信号基于所述辅助电压信号和所述切换节点电压信号产生，其指示开始所述双输出谐振转换器的操作的连续导通模式(ccm)。

另外的各种实施例涉及功率转换器，其包含：双输出谐振转换器，其包含第一输出端、第二输出端、占空比控制输入端和频率控制输入端，其中响应于在所述占空比控制输入端处接收的占空比控制信号和在所述频率控制输入端处接收的频率控制信号而控制所述第一输出端处的电压/电流和所述第二输出端处的电压/电流；以及双输出控制器，其包含占空比控制输出端和频率控制输出端，其中所述双输出控制器被配置成响应于所述第一输出端处的所述电压/电流和所述第二输出端处的电压/电流而生成所述占空比控制信号和所述频率控制信号，其中所述占空比控制信号由占空比控制信号限制电路限制。

描述了各种实施例，其中所述占空比控制信号电路包含：第一最大检测器，其接收第一输入端处的缩放第一误差信号和第二输入端处的第一占空比控制信号极限，其中所述第一最大检测器被配置成产生输出，所述输出是在所述第一输入端和所述第二输入端处接收的最大值；第二最大检测器，其接收第二输入端处的缩放第二误差信号和第三输入端处的第二占空比控制信号极限，其中所述第二最大检测器被配置成产生输出，所述输出是在所述第三输入端和所述第四输入端处接收的所述最大值；第一加法器，其被配置成产生输出，所述输出是所述第一最大检测器输出与所述第二最大检测器输出的加法；以及第二加法器，其被配置成通过从占空比控制信号最大值vdc_max中减去所述第一加法器的输出来产生所述占空比控制信号。

描述了各种实施例，其中所述占空比控制信号最大值被缩放值k，其中1＜k＜1.1。

描述了各种实施例，其中所述第一占空比控制信号极限被计算为vdc_max*α/m，其中α和m是缩放因子，使得0＜α＜1并且1＜m＜1.1。

描述了各种实施例，其中使用第一反馈回路生成所述占空比控制信号，所述第一反馈回路使用基于所述第一输出端处的所述电压/电流和所述第二输出端处的电压/电流的期望δ功率信号以及作为所述第一输出端和所述第二输出端处的输出功率之差的函数的δ功率信号，并且其中使用第二反馈回路生成所述频率信号，所述第二反馈回路使用基于所述第一输出端处的所述电压/电流和所述第二输出端处的电压/电流的期望总功率信号以及作为所述第一输出端和所述第二输出端处的总功率的函数的总功率信号。

描述了各种实施例，进一步包含钳位电路，所述钳位电路被配置成将所述占空比控制信号钳位到一系列值。

描述了各种实施例，进一步包含钳位电路，所述钳位电路被配置成将所述频率控制信号钳位到一系列值。

附图说明

参考附图，以便更好地理解各种示例性实施例，其中：

图1描绘了双输出谐振转换器的实施例；

图2是根据本发明的实施例的包含双输出谐振转换器、双输出控制器以及第一和第二比较单元的功率转换器的例子的框图；

图3是包含双输出谐振转换器的功率转换器的仿真结果的图示；

图4是图3的图示中的数据点中的一些连同一些相应偏导数值的表；

图5示出了由双输出控制器执行的控制函数的例子；

图6a是被配置成vcap或vcr控制的功率转换器的例子的框图；

图6b描绘了被配置成vcap控制的双输出谐振转换器的实施例；

图6c是被配置成vcr控制的功率转换器的例子的框图；

图7a和图7b示出了针对各种led电压电平的vcm和vdm与供应给led(pled)串的功率的曲线图；

图8示出了针对线性化vcm的双输出谐振转换器的双输出控制器的实施例；

图9示出了作为反馈回路的结果的δec_desired与vcm之间的关系；

图10示出了δec_desired与pled之间的线性关系；

图11示出了使用反馈回路线性化占空比和频率控制参数的双输出谐振转换器1100；

图12示出了钳位vcm的第一实施例的框图；

图13示出了钳位vcm的第二实施例的框图；

图14示出了辅助电压检测器的框图；

图15示出了在两个功率输出端加载的情形下初级线圈上和磁芯中的电流的曲线图；

图16示出了在一个输出端已经达到零输出功率的情形下初级线圈上和磁芯中的电流的曲线图；

图17示出了钳位vcm的第三实施例的框图；

图18示出了ccm检测器的框图；

图19示出了由vdm和vcm信号控制的双输出谐振转换器的仿真结果；

图20示出了图19的曲线图的简化模型；

图21示出了双输出控制器的框图，所述框图示出了当测量的电流为零时使得从控制器输出vdm_max值；并且

图22a示出了vcm不再能够设定两个输出端之间的功率划分的情形；

图22b示出了由vdm和vcm控制的双输出谐振转换器的例子；

图23示出了限制vdm值的双输出控制器的实施例；

图24示出了使用vcm偏移的双输出控制器的第一实施例；

图25示出了使用vcm偏移的双输出控制器的第二实施例；

图26示出了vcm_offset电路的实施例；

图27示出了限制误差信号的转换器的实施例；

图28示出了零输出功率处理器的实施例；

图29示出了基于缓慢适应vcm偏移水平的零输出功率处理器的实施例；并且

图30示出了使用占空比和频率控制限制误差信号的转换器的实施例。

为了便于理解，相同的附图标记被用于指代具有实质上相同或类似的结构和/或实质上相同或类似的功能的元件。

具体实施方式

本说明书和附图示出了本发明的原理。因此将认识到，本领域的技术人员将能够设计各种布置，这些布置虽然未在本文中明确描述或示出，但体现了本发明的原理并且包含在其范围内。此外，本文列举的所有例子主要旨在特别用于教学目的以帮助读者理解本发明的原理以及发明人为促进本领域而贡献的概念，并且应被解释为不限于此类具体列举的例子和条件。另外，除非另有说明(例如，“否则”或“或可替换的”)，否则如本文所使用的术语“或”是指非排他性的或(即，和/或)。而且，本文描述的各种实施例不一定是相互排斥的，因为一些实施例可以与一个或多个其它实施例组合以形成新的实施例。

已知双输出谐振转换器。在美国专利号6,822,881和美国专利号6,829,151中公开了双输出谐振转换器的例子。图1中描绘了双输出谐振转换器100的实施例。在图1的实施例中，电路是谐振llc转换器，所述谐振llc转换器包含作为形成谐振电路或谐振回路的一部分的部件的谐振电容器cr和电感器ls以及磁化电感lm。变压器和整流器电路用于产生dc输出电压vout1和vout2。可以通过添加串联电感(未示出)使输出电流连续。在图1的实施例中，电路包含三部分。第一部分1是控制部分，其包含用于生成控制信号的控制逻辑5，所述控制信号用于分别通过高边驱动器(hsd)8和低边驱动器(lsd)9断开和闭合开关6和7。第二部分2是初级电路，并且第三部分3是次级电路。第二部分包含谐振电容器cr以及电感器ls和lm。谐振转换器连接到电压源vsupply(本文中也被称为vbus)，使得可以将电能供应给例如可以连接到次级侧的输出端的负载。在实施例中，开关6和7是连接到电压源vsupply的串联布置的可控开关，第一开关是高边开关(hss)，高边开关的一个引脚连接到电压源vsupply，第二开关是低边开关(lss)，低边开关的一个引脚连接到地。而且，可以设想具有全桥配置的实施例。如本领域中已知的，第三部分可以包含二极管和电容器。

双输出谐振转换器100通常受频率控制。可以通过改变信号频率来控制转换器的输出功率。也可能使用不同于50％的占空比。在这种情况下，占空比还影响输出功率如何在两个输出端之间划分。基于控制的频率和占空比的缺点可能是：对于某些操作点，因为由于频率或占空比控制的谐振转换器的非线性控制行为而产生的增益因子的变化以及甚至极性的变化，将系统调节到期望的操作点变得很难。

已知用于操作谐振转换器的各种技术。在美国专利号7,944,716中公开的一种技术涉及以可以实现对输出功率的平滑调节的方式结合对占空比和频率的控制，出于所有目的，所述美国专利通过引用并入本文，如同在本文中充分阐述一样。例如，谐振转换器不被频率和占空比直接控制，而是通过变压器的初级侧的电流和电压。在实施例中，谐振回路中的电流和电压，例如iprim和vcap在每个导通间隔与两个控制值进行比较，使得谐振转换器以逐循环的方式控制。在实施例中，电流iprim是响应于开关的断开和闭合而在谐振回路中流动的电流。可以以各种不同方式例如根据感测电阻器上的电压、开关中的电流等提供对电流的测量。电流iprim也被称为初级电流。vcap也被称为电容器电压，所述电容器电压是预定点，如在图1中被指示为“vcap”的节点处的电压。在图1的例子中，节点vcap处的电压被定义为vhb-vcr，其中vhb是半桥节点11处的电压，并且vcr是谐振电容器两端的电压。在实例操作中，对于每个半循环，当电压vcap在每个半循环跨过预定值(例如，针对高边开关闭合的vcaph以及针对低边开关闭合的vcapl)时，传导初级开关闭合。通过以此方式控制初级开关，能够得到控制参数与输出功率之间的几乎线性关系。

此外，能够定义差模项vdm和共模项vcm以在控制谐振转换器时使用。例如，差模项可以表示为vdm＝vbus/2-(vcaph-vcapl)/2，并且共模项可以表示为vcm＝(vcaph+vcapl)/2。使用差模项和共模项，能够使用差模项vdm控制递送到输出的总功率，而在每个半循环期间递送到输出的输出功率的差由共模项vcm确定。

能够使用谐振电容器两端的电压vcr或节点vcap处的电压来实施利用差模项和共模项的控制方案。涉及vcap和vcr的技术可以产生类似的控制功能。然而，使用vcap控制与vcr控制之间的差异是vcap的平均值按照定义为零，而对于vcr，存在dc分量vbus/2，这使得能够使用电容式分压器将vcap向下划分为与低压控制器集成电路(ic)兼容的低压信号。尽管在50％占空比时，对于vcr控制，dc分量是vbus/2，但是对于除了50％之外的占空比，dc分量是vbus/2×占空比，其中占空比是高边开关导通时间除以周期时间。

在美国专利号9,065,350和欧洲专利申请号11250662.1(于2013年1月16日公开为ep2547176a1)中公开了用于操作谐振转换器的使用差模项vdm和共模项vcm来控制谐振转换器的额外技术，出于所有目的，所述专利和专利申请通过引用并入本文，如同在本文中充分阐述一样。

除了50％占空比模式或“高功率模式”之外，还已知能够使用“低功率模式”控制谐振转换器。在例如美国专利号8,339,817、在专利合作条约(pct)下被公开为公开号wo2005/112238和wo2009/004582的国际专利申请以及欧洲专利申请号15159086.6(于2015年3月13日公开为ep3068027a1)中公开了用于控制谐振转换器的低功率模式的各种例子。在这种低功率模式下，切换顺序的一部分类似于高功率模式，而在循环的另一部分期间，谐振回路处于没有能量被转换并且还产生相对少的损耗的模式下。

如上所述，谐振电源用于led电视机应用以提供供应低压电路的约12vdc的低压输出以及供应用于显示器的背光的led串的约165v的高压输出。为这些应用开发的一些已知电源在165v输出之后需要第二控制级以提供用于led串的更精确的电源电压。然而，第二控制级增加了这种谐振电源的成本。根据本文描述的实施例，公开了具有双输出谐振转换器的不需要针对165v输出的第二级控制器的功率转换器。使用“电容器电压”控制技术控制功率转换器，使得双输出谐振转换器的两个输出端可以被彼此独立地控制。在实施例中，差模控制信号vdm和共模控制信号vcm用于独立地控制双输出谐振转换器的两个输出端。具体地说，响应于根据两个输出端中的每一个的输出电压和/或电流生成的误差信号而调整差模控制信号vdm和共模控制信号vcm。例如，第一和第二误差信号的第一(例如，线性)组合用于生成差模控制信号，并且第一和第二误差信号的第二(例如，线性)组合用于生成共模控制信号。应注意，描述了在ledtv应用中使用双输出谐振转换器，本文描述的实施例可以用于使用双输出谐振转换器的任何应用。

首先参照图2描述用于控制双输出谐振转换器的技术。图2是根据实施例的包含双输出谐振转换器210、双输出控制器220以及第一和第二比较单元230和232的功率转换器200的例子的框图。双输出谐振转换器210、第一和第二比较单元230和232以及双输出控制器220形成反馈回路，所述反馈回路用于独立地控制双输出谐振转换器的两个输出处的电压和/或电流。例如，在led电视机应用中，输出端可以被独立地控制以提供可以用于驱动led电视机的不同部件的12v输出和165v输出(例如，目标输出的±10％内或±5％内)。双输出谐振转换器包含共模控制输入端212、差模控制输入端214、第一输出端216和第二输出端218。共模控制输入端212接收共模控制信号vcm，并且差模控制输入端214接收差模控制信号vdm，而第一输出端216提供输出电压vout1，并且第二输出端218提供输出电压vout2。应注意，还可以分别在输出电流iout1和iout2方面观察输出。

比较单元230和232被配置成将输入电压与参考电压进行比较以生成可以由双输出控制器220处理的误差信号。在实施例中，误差信号反映输出电压与参考电压之间的差。例如，使用比较单元使得12v和165v输出可以被转换成可以由基于ic的双输出控制器管理的低压信号，所述基于ic的双输出控制器通常在约0.5伏特到3伏特的范围内的电压下操作。第一比较单元230被配置成将来自第一输出端216的输出vout1与第一参考信号vref1进行比较以生成第一误差信号error1，并且第二比较单元232被配置成将来自第二输出端218的输出vout2与第二参考信号vref2进行比较以生成第二误差信号error2。尽管在电压方面描述了比较单元和相应信号，但是比较单元230和232可以被配置为具有相应基于电流的信号，例如iout1、iout2、iref1和iref2的电流比较单元。

双输出控制器220包含第一误差信号输入端222、第二误差信号输入端224、共模控制输出端226和差模控制输出端228。第一误差信号输入端222接收第一误差信号error1，并且第二误差信号输入端224接收第二误差信号error2。共模控制输出端226输出共模控制信号vcm，并且差模控制输出端228输出差模控制信号vdm。

可以基于节点vcap处的电压(本文中还被称为“vcap控制”)或基于谐振电容器两端的电压(本文中还被称为“vcr控制”)来控制具有双输出谐振转换器的功率转换器。在实施例中，谐振电容器两端的电压vcr还可以包含感测电阻器两端的电压降rsense，但是由于感测电阻器通常仅在100mv范围内而vcr在大于100v的范围内，因此由感测电阻器引起的电压降是无关紧要的。根据谐振电容器的布局，例如与切换节点串联或与地节点串联，出现不同信号形状，因此共模控制信号vcm和差模控制信号vdm在两个配置之间稍有不同地定义，但是应用于功率转换器控制的基本原理相同。例如，对于vcap控制：

vcaph＝vbus/2+vcm-vdm：

vcapl＝-vbus/2+vcm+vdm；

或以另一种方式写为：

vdm＝vbus/2-(vcaph-vcapl)/2控制pout1+pout2，对pout1-pout2仅有很小的残留效应；

vcm＝(vcaph+vcapl)/2控制pout1-pout2，对pout1+pout2仅有很小的残留效应；

其中pout1是在双输出谐振转换器210的第一输出端216上递送的功率，并且pout2是在双输出谐振转换器的第二输出端218上递送的功率。

对于相比于vcap控制的vcr控制，一对一关系存在于值之间，例如对于vcaph和vcapl中的每个值，vcrh和vcrl中的一个值存在。

例如，对于vcr控制：

vhb＝vcap+vcr因此；

vcaph电平与高边开关何时闭合有关，然后vhb＝vbus，因此vcr＝vhb-vcap得出：

vcrh＝vbus-vcaph；

vcapl电平与低边开关何时闭合有关，然后vhb＝0，因此vcr＝vhb-vcap得出：

vcrl＝-vcapl；

vcm＝(vcaph+vcapl)/2＝((vbus-vcrh)+(-vcrl))/2＝vbus/2-(vcrh+vcrl)/2。

使用vcap控制，共模控制信号vcm不取决于vbus，而使用vcr控制，共模控制信号取决于vbus，例如vbus/2。因此，在使用vcap控制的实施例中，差模控制信号被定义为vdm＝vbus/2-(vcaph-vcapl)/2，并且共模项被定义为vcm＝(vcaph+vcapl)/2，并且在使用vcr控制的实施例中，差模控制信号被定义为vdm＝(vcrh-vcrl)/2，并且共模项被定义为vcm＝vbus/2-(vcrh+vcrl)/2。如以下描述的，在实施例中，双输出控制器对vcap控制和vcr控制功能相同。

对选择使用vcap控制还是vcr控制的考虑与特定实施方式有关。例如，使用vcap控制，vcap的平均电压为零，vcap＝0(因为电压跨电感器感测)。因此，容易使用电容式分压器将vcap的振幅(例如，几个100v)转换成例如几伏特的ic电平。电容式分压器无法传递dc信息，但是因为dc信息按照定义为零，所以也不需要传递dc信息。在实施例中，可以例如通过连接电容式分压器与vcaph和vcapl参考的地参考之间的大电阻器来将dc项设置为零。可以选择vcr控制使得谐振电容器的一侧可以连接到地，这使谐振电容器能够被分成两个电容器，这两个电容器可以在电源电压vsupply，也被称为vbus中产生更少的波纹电流。

如上所述，差模控制信号vdm和共模控制信号vcm用于独立地控制双输出谐振转换器的两个输出端。具体地说，响应于根据两个输出端中的每一个的输出电压和/或电流vout1/iout1和vout2/iout2生成的误差信号error1和error2而调整差模控制信号和共模控制信号。以下描述了用于得出vcm、vdm、error1和error2之间的函数关系的技术的例子。

在图2中描绘的功率转换器200中，针对输出端中的一个生成的误差信号应当驱动vcm和vdm采用适当比例的组合，使得仅到期望输出端的功率改变且到其它输出端的功率保持恒定。例如，与第一输出端相对应的误差信号error1应当驱动双输出谐振转换器的第一输出端处的输出vout1的变化，几乎不影响(例如，±1％变化)双输出谐振转换器的第二输出端处的输出vout2，而与第二输出端相对应的误差信号error2应当驱动双输出谐振转换器的第二输出端处的输出vout2的变化，几乎不影响双输出谐振转换器的第一输出vout1。这种控制方案在本文中被称为“正交”控制。为了实现正交控制，在实施例中，第一步是描述每个输出端处的输出电流(例如，iout1和iout2)如何随vcm和vdm的变化而变化。每个输出端处的输出电流根据vcm和vdm的变化的变化可以被描述为每个输出的基于偏导数的总微分，如下：

diout1＝δiout1_dvcm·dvcm+δiout1_dvdm·dvdm

diout2＝δiout2_dvcm·dvcm+δiout2_dvdm·dvdm

然后可以针对在一组已知操作点上操作的双输出谐振转换器的特定配置确定这些偏导数。图3是如以上参照图1和图2描述的包含双输出谐振转换器的功率转换器的仿真结果的图示。在图3的例子中，针对共模控制信号vcm的不同值以及差模控制信号vdm的不同值绘制两个输出端处的输出电流iout1和-iout2。在图3的例子中，vcm和vdm与由分压器从vcap或vcr节点得出的信号相对应以便以适用于ic输入的规模得到电压。例如，在共模控制信号vcm的从0v到0.6v的范围内以及差模控制信号vdm的从0v到1.4v的范围内绘制输出电流iout1和-iout2。图4是图3的图示中的数据点中的一些连同一些相应偏导数值的表。

在实施例中，期望确定所需要的差模控制信号vdm的变化和共模控制信号vcm的变化以便得到仅一个输出端处的某个输出电流变化(例如，iout1或iout2)，同时使另一个输出端处的输出电流不改变，例如在输出端的全功率的约±1％范围内不改变。在实施例中，可以从以下方程组中解出差模控制信号vdm和共模控制信号vcm：

diout1＝δiout1_dvcm·dvcm+δiout1_dvdm·dvdm

diout2＝δiout2_dvcm·dvcm+δiout2_dvdm·dvdm

给出矩阵操作：

使用图3和图4的例子中的数据，在操作点vcm＝0和vdm＝0.4处，导数被确定为：

δiout1_dvcm＝45.28δiout1_dvdm＝25.7

δiout2_dvcm＝-47.5δiout2_dvdm＝24.14

以上值然后可以应用于以下方程：

以及

在例子中，可以根据作为(diout1，diout2)的函数的以上方程确定差模控制信号vdm和共模控制信号vcm的值的用于实现每个输出中的1amp输出电流变化所需要的变化。例如，vdm和vcm的值的需要的变化被计算为：

dvcm(1，0)＝-11.107mldvcm(0，1)＝10.433mldvcm(1，1)＝-0.674ml

dvdm(1，0)＝19.569mldvdm(0，1)＝20.529mldvdm(1，1)＝40.098ml

图5中示出了双输出控制器220的实施例的实例控制函数。如图5中所示出的，生成作为输入误差信号error1(监测为diout1)和error2(监测为diout2)的函数的共模控制信号vcm和差模控制信号vdm。可以针对且通常被称为控制参数k11、k12、k21和k22解出控制参数的值。可以用以下控制参数矩阵表示控制参数：

参照图5，行列式用于以结构方式解出线性方程组，例如作为两个行列式的商。行列式可以表示为：

并且方程组可以解为：

给出以上确定的仿真值：

δiout1_dvcm＝45.28δiout1_dvdm＝25.7

δiout2_dvcm＝-47.58iout2_dvdm＝24.14

针对双输出谐振转换器的特定配置的控制参数k11、k12、k21和k22被预先计算为：

k11＝0.011

k12＝-0.011

k21＝0.019

k22＝0.019

如上所示出的，可以针对在已知的一组操作点上操作和/或仿真的双输出谐振转换器的特定配置预先计算一组控制参数。在实施例中，控制参数k11和k12由双输出控制器用来设定共模控制信号vcm，并且控制参数k21和k22由双输出控制器用来设定差模控制信号vdm。在实施例中，出于对称性原因，当调节从两个输出端被同样加载的对称操作点开始的反馈回路时，k11和k12应当相反，而k21和k22应当相等。尽管针对实例功率转换器和一组实例操作点发现控制参数k11、k12、k21和k22的某些值，但是应理解的是，控制参数的特定值是特定实施方式。在预定控制参数的值的情况下，可以使用基于误差信号error1和error2的相对简单的计算生成共模控制信号vcm和差模控制信号vdm的值。因此，可以在利用两个输入和非常少的额外控制电路系统的反馈控制回路中独立地控制双输出谐振转换器的两个输出端。

图6a是被配置成vcap控制的功率转换器300的例子的框图。根据本发明的实施例，功率转换器可以与图2的功率转换器200类似或相同并且包含双输出谐振转换器310、双输出控制器320以及第一和第二比较单元330和332。如以上参照图2描述的，双输出谐振转换器310、第一和第二比较单元330和332以及双输出控制器320形成反馈回路。双输出谐振转换器310包含共模控制输入端312、差模控制输入端314、第一输出端316和第二输出端318。共模控制输入端312接收共模控制信号vcm，并且差模控制输入端314接收差模控制信号vdm，而第一输出端316提供输出电压vout1，并且第二输出端318提供输出电压vout2。应注意，还可以分别在输出电流iout1和iout2方面观察输出。

比较单元330和332被配置成将输入电压与参考电压进行比较以生成误差信号。第一比较单元330被配置成将来自第一输出端的输出vout1与第一参考信号vref1进行比较以生成第一误差信号error1，并且第二比较单元332被配置成将来自第二输出端的输出vout2与第二参考信号vref2进行比较以生成第二误差信号error2。尽管在电压方面描述了比较单元330和332以及相应信号，但是比较单元330和332可以被配置为具有相应基于电流的信号的电流比较单元或者被配置为用于基于功率调节功率转换器的基于功率的比较单元。

双输出控制器320包含第一误差信号输入端322、第二误差信号输入端324、共模控制输出端326和差模控制输出端328。第一误差信号输入端322接收第一误差信号error1，并且第二误差信号输入端324接收第二误差信号error2。共模控制输出端326输出共模控制信号vcm，并且差模控制输出端328输出差模控制信号vdm。如图6a中所示出的，双输出控制器320响应于误差信号error1和error2而生成共模控制信号vcm和差模控制信号vdm。为了生成共模控制信号vcm和差模控制信号vdm，双输出控制器320被配置有以下控制参数矩阵：

并且控制函数可以表示为：

上述控制参数矩阵包含参数k11、k12、k21和k22。共模控制信号vcm和差模控制信号vdm可以被生成为：

vcm＝error1·k21+error2·k22；以及

vdm＝error1·k11+error2·k12。

因此，控制参数k11-k22定义差模控制信号vdm和共模控制信号vcm如何响应于误差信号error1和error2的变化而变化。在实施例中，误差信号error1和error2的生成包含具有频率相关行为的放大器。最终，函数是vcm和vdm的特定线性组合以实现正交控制。如上所述，控制参数k11与k21之间的关系确定vcm和vdm如何响应于误差信号error1的变化而变化，使得仅在第一输出端看到响应，例如vout1/iout1，并且控制参数k12与k22之间的关系确定vcm和vdm如何响应于误差信号error2的变化而变化，使得仅在第二输出端看到响应，例如vout2/iout2。

图6b描绘了被配置成vcap控制的双输出谐振转换器410的实施例。双输出谐振转换器410类似于参照图1描述的双输出谐振转换器。然而，图6b中示出的双输出谐振转化器包含控制器440，所述控制器440被配置成响应于共模控制信号vcm、差模控制信号vdm和节点442处的电压而生成开关控制信号。如图6b中所示出的，节点442被识别为“vcap”节点，例如在其处测量vcap的节点。在图6b的电路中，vcap处的电压可以表示为：vcap＝vhb-vcr，其中vhb是半桥节点11处的电压，并且vcr是谐振电容器cr两端的电压。在操作中，第一输出端416处的输出vout1和第二输出端418处的输出vout2通过如以上参照图2和图6a描述的比较单元反馈回双输出控制器。由双输出控制器响应于误差信号error1和error2而生成共模控制信号vcm和差模控制信号vdm。共模控制信号vcm和差模控制信号vdm被提供给双输出谐振转换器410的控制器并且用于生成开关控制信号，所述开关控制信号由控制逻辑5用来控制高边和低边开关6和7的切换，使得第一和第二输出端处的输出电压vout1和vout2分别独立于彼此控制。

图6a中示出的功率转换器300还可以被配置成vcr控制。当根据vcr控制操作时，双输出控制器320响应于误差信号error1和error2而生成共模控制信号vcr_cm和差模控制信号vcr_dm。为了生成共模控制信号vcr_cm和差模控制信号vcr_dm，双输出控制器被配置有以下控制参数矩阵：

并且控制函数可以表示为：

上述控制参数矩阵包含参数k11、k12、k21和k22。共模项vcr_cm和差模项vcr_dm被生成为：

vcr_cm＝error1·k21+error2·k22；以及

vcr_dm＝error1·k11+error2·k12。

图6c描绘了被配置成vcr控制的双输出谐振转换器510的实施例。双输出谐振转换器510类似于参照图1描述的双输出谐振转换器。然而，图6c中示出的双输出谐振转化器包含控制器540，所述控制器540被配置成响应于共模控制信号vcr_cm、差模控制信号vcr_dm和谐振电容器两端的电压vcr而生成开关控制信号。如图6c中所示出的，电压跨谐振电容器cr两端测量并且被识别为vcr。在操作中，第一输出端516处的输出vout1和第二输出端518处的输出vout2通过如以上参照图2和图6a描述的比较单元反馈回双输出控制器。由双输出控制器响应于误差信号error1和error2而生成共模控制信号vcr_cm和差模控制信号vcr_dm。共模控制信号vcr_cm和差模控制信号vcr_dm被提供给双输出谐振转换器的控制器并且用于生成开关控制信号，所述开关控制信号由控制逻辑5用来控制高边和低边开关6和7的切换，使得第一和第二输出端处的输出电压vout1和vout2分别独立于彼此控制。

双输出控制器基本上进行双输出谐振转换器的相反动作，使得error1信号的变化仅给出递送到vout1的功率的变化，而error2信号的变化仅给出递送到vout2的功率的变化。

如上所述，此控制方法被称为正交控制，是指两个输出端中的功率可以彼此独立地变化。相比于us6822881和us6829151b2的频率控制的谐振转换器，由状态变量进行的控制给出vdm控制输入与输出功率之间的几乎线性关系。这使得很容易得到期望的正交控制，然而vcm与功率之间的关系是非线性的。特别当一个输出端中的功率相对低时，从vcm到功率的传递变得更低并且当一个输出中的功率趋向零时甚至变为零。这使得更难得到期望的正交控制并且可以甚至使得在一个输出为低功率时不可能保持两个输出被良好调节。

现在将描述允许通过使得对于两个控制输入从控制输入到功率的传递更线性来在低功率电平下调节两个输出。此实施例可以包含以下特征：具有至少两个输出端的开关模式功率转换器，所述至少两个输出端包含经调节系统电压输出端和第二经调节输出端，其中第二输出端可以用于具有经调节电流的更高电压负载；开关模式功率转换器可以由状态变量vcm、vdm控制，其中vcm变量包含在局部反馈回路中以便提高从控制输入到功率的传递的线性性；以及在局部反馈回路由于零增益情形而无法保持闭合时如何限制控制变量的方法。

图7a和图7b示出了针对各种led电压电平的vcm和vdm与供应给led(pled)串的功率的曲线图。应注意，led应用仅是本文中使用的例子并且其它应用是可能的。更具体地说，图7a和图7b示出了具有第一输出端和第二输出端的实际双输出谐振转换器的测量结果，所述第一输出端具有13v的固定负载，所述第二输出端驱动可变电流led串。示出了针对三个不同led串的曲线，所述三个不同led串具有针对200ma的给定标称led电流的80v、90v和100v的正向电压，并且vsupply＝vbus＝380v。如图7b中示出的，vdm随pled几乎线性的变化。另一方面，如图7a中示出的，vcm与pled具有非线性关系，并且因此功率如何在两个输出端之间划分与pled具有非线性关系。

此非线性关系引起控制器矩阵的取决于转换器的操作点的k12和k22的值。因为k11、k12、k21和k22的值基于vcm和vdm曲线的导数，所以如果曲线是线性的，则这些值在整个操作范围内保持恒定。如果曲线是非线性的，则k11、k12、k21和k22将根据特定操作点变化。这使得很难或甚至实际上不可能维持防止双输出谐振转换器的输出端中的负载跳变所需要的正交控制。例如，ledtv的双输出谐振转换器的输出电压中的负载跳变导致lcd背光中的可见光变化或12v电源中由于led串的pwm调节所产生的干扰。

图8示出了针对线性化vcm的双输出谐振转换器的双输出控制器的实施例。双输出控制器800是图2的双输出控制器220的扩展。双输出控制器800包含像图2的双输出控制器220那样操作的误差处理器805。误差处理器805接收跟踪上述双输出谐振转换器的输出的误差信号。误差处理器805计算上述vdm值。误差处理器805还将δec_desired计算为δec_desired＝error1·k21+error2·k22。δec_desired与双输出谐振转换器的双输出端的两个输出功率之间的期望差有关。此功率差可以基于输出电压、输出电流或每个半循环期间转换的能量差；因此，δec_desired可以基于这些度量中的任何度量。

双输出控制器800还包含局部反馈回路810，所述局部反馈回路810调节vcm使得与输出功率差有关的变量基于δec_desired。局部反馈回路包含加法器815，所述加法器815得到δec_desired与双输出端的两个输出功率之间的测量的差之间的差。此差然后馈送到调节器820，所述调节器820产生之后由上述双输出谐振转换器使用的vcm的值。调节器810被示出为比例积分(pi)调节器，但是也可以使用其它类型的调节器，如例如，比例积分器、差分调节器等。

只要回路一闭合，此反馈回路就导致与pled具有线性关系的δec_desired。这导致具有输入vdm和δec_desired的新双输出控制器800，从而导致在不需要基于特定操作点改变k11、k21、k12、k22的情况下针对每个操作点对总系统的正交控制。

现在将示出此反馈回路导致δec_desired与pled之间的期望的线性关系。首先假设δec_desired表示为两个输出端之间的功率差，然后假设13v输出加载有13v，2a＝26瓦特，则δec_desired＝0，意味着led输出端中的功率也等于26瓦特。还使用90vled电压的曲线，则pled＝0与vcm＝215v相对应，这也是由于所有功率流入13v输出而在其之上不能再定义功率的点。这导致定义作为反馈回路810的结果的δec_desired与vcm之间的关系的新曲线。图9示出了作为反馈回路的结果的δec_desired与vcm之间的关系。图9指示当led功率趋向零时针对vcm＝f(δec_desired)的垂直渐近行为。这然后导致图10，其示出了δec_desired与pled之间的线性关系。此线性关系是指vcm将与pled具有相同原始非线性关系，因为从vcm到谐振控制器的路径未通过添加局部反馈而改变，然而反馈回路810驱动作为pi调节器820的输入的误差信号，因此调节器调节vcm使得下方曲线的期望行为发生直到δec_desired和δec＝poutled-pout13v相等并且误差信号趋向0。

在使用占空比和频率控制的双输出谐振转换器中，输出功率与占空比和频率控制参数具有非线性关系。因此，图8的反馈回路810还可以应用于占空比和频率控制参数。图11示出了使用反馈回路线性化占空比和频率控制参数的双输出谐振转换器1100。双谐振转换器1100包含频率和占空比控制的磁芯1105、pi调节器1110和1115以及加法器1120和1125。第一反馈回路包含加法器1120和pi调节器1110并且接收具有期望的总功率的输入以及具有产生的总功率的度量。第一反馈回路将频率控制参数驱动到引起期望的总功率的值。同样，第二反馈回路包含加法器1125和pi调节器1120并且接收具有期望的功率差的输入以及具有产生的功率差的度量。第二反馈回路将占空比控制参数驱动到引起期望的功率差的值。因此，现在两个新控制输入power_desired和δec_desired与输出功率具有线性关系，而原始控制参数——频率、占空比之间的非线性关系仍然与功率非线性。

图9和图10的曲线进一步示出在输出功率之一趋向零的边缘处反馈回路810再也无法保持闭合，因为即使对于vcm的无限量变化，δec的零变化仍然发生，即垂直渐近行为。从图7a可以看出，对于高于某个电平的vcm值，从vcm到pout1-pout2的增益变为零。在那种情形下，所有功率流向一个输出端。这还意味着反馈回路810无法保持闭合，因为vcm的变化将不再具有对输出电流的任何影响。结果将是pout1或pout2(取决于两个中的哪一个为零)仅由vdm信号控制；然而在没有额外度量的情况下，vcm将在进入死区的同时继续调节。

因为能够由一个控制信号控制一个输出端，所以实际上可以在能够将打开的反馈回路保持在尽可能靠近失去vcm对输出功率的影响的点的良好定义的状态时使用这种情形。以此方式，当剩下一种输出情形下的零功率时，在没有对闭合回路情形的太多瞬变效应的情况下能够快速恢复。

现在将描述当检测到一个功率输出端处的输出功率已经变成零时vcm信号被钳位到最大或最小值的实施例。在使用钳位vcm的这种情形下，能够保持加载的输出被调节。

钳位可以例如在仅正常操作区域之外的预定电平下完成。还可能基于与输出电流有关的信息进行钳位。钳位vcm的实施例可以使用例如以下信息：1)实际感测输出电流并且当输出电流接近零时限制vcm；2)感测辅助绕组处的电压并检测在半循环期间在某个时间间隔期间所述电压是否大于反射输出电压；以及3)检查连续导通模式(ccm)操作是否发生。这可以通过检测双输出端之一处的功率何时趋向零的功率检测器以及然后当功率检测器指示双输出端之一处的功率趋向零时限制vcm值的极限检测器来完成。

图12示出了钳位vcm的第一实施例的框图。在此实施例中，感测输出电流并将其与阈值进行比较以便生成误差信号，所述误差信号例如通过用标准vcm信号和误差信号中最大的信号生成由双输出谐振转换器使用的信号vcm_lim来代替正常vcm信号而超控标准反馈回路。图12的框图包含与图8中示出的相同并且如图8中描述的那样操作并且包含pi调节器1215和加法器1220的反馈回路1210。还示出了双输出谐振转换器1205。还包含极限检测器1225和功率检测器1230。功率检测器1230是接收双输出谐振转换器1205的输出端之一的输出功率的测量结果的电路。此测量结果可以是电流、电压或功率，取决于特定实施方式。功率检测器1230是还接收与一个输出端的接近零功率输出相对应的参考值的电路。功率检测器1230产生指示输出功率接近零的值。极限检测器1225输出vcm_lim信号。此vcm_lim信号在正常操作期间与vcm相对应，但是当功率检测器1230的输出指示输出功率在零功率阈值内时，则极限检测器1225输出作为vcm的固定最大值的vcm_lim值以因此钳位vcm_lim值。极限检测器1225还输出发送到pi调节器1215的停止pi调节器1215的操作直到输出功率再次增加到阈值以上的超控信号。在这种情况下，防止vcm的进一步积分以及因此进入死区。防止这种死区是优选的以便在输出功率再次增加到阈值以上时防止长死区时间。

图12示出了仅一个功率输出端的基础框图。对于其它功率输出端，将使用类似电路，但是极限检测器将代替检测最小vcm值，因为vcm项具有对每个功率输出端中的功率的相反影响。

图13示出了钳位vcm的第二实施例的框图。在此实施例中，耦合到次级绕组的辅助绕组处的电压被监测以便生成用于限制vcm信号的误差信号。图13的框图包含与图8中示出的相同并且如图8中描述的那样操作并且包含pi调节器1315和加法器1320的反馈回路1310。还示出了双输出谐振转换器1305。还包含极限检测器1325和辅助电压检测器1330。

辅助线圈绕共同磁芯缠绕并且耦合到次级绕组。因此，在双输出谐振转换器1305的操作期间在辅助线圈上感生电压和电流。此辅助电压可以被监测以便确定双输出谐振转换器1305的一个输出端处的功率何时趋向零。

可以示出辅助绕组两端的电压在输出电流流动的间隔期间达到固定值。这是在辅助绕组处可见的反射输出电压。在该间隔之外，辅助电压较低，因为次级二极管然后不导通。然后，辅助电压等于变压器的初级侧两端的电压。因此，基于此观察，没有次级电流流过的间隔与此间隔期间的低于输出电流流过的间隔期间的辅助电压的辅助电压有关。此差可以用于确定何时没有电流流向输出端之一。

尽管图12和图13都示出了使用反馈回路的实施例，但是这种反馈回路不是必需的，并且极限检测器可以应用于不使用此反馈回路的系统。

辅助电压检测器1330是从辅助线圈接收辅助电压值并充当功率检测器的电路。图14示出了辅助电压检测器的框图。辅助电压检测器包含低通(lp)滤波器1405、采样和保持(s&h)电路1410、峰值检测器1415、加法器1420和误差放大器1425。lp滤波器1405接收辅助线圈电压vaux并从辅助电压信号中过滤出任何高频分量。将lp滤波器1405的输出馈送到峰值检测器1415、采样和保持电路1410以及误差放大器1425。峰值检测器1415监测经滤波的辅助线圈电压vaux的值以检测何时达到峰值，并且当达到这个值时，峰值检测器1415向采样和保持电路1410发送采样信号，所述采样和保持电路1410对经滤波的辅助线圈电压vaux进行采样。这在功率被传递的第一循环期间完成。然后将经采样的辅助线圈电压vaux_sampled输入加法器1420。加法器1420从vaux_sampled值中减去δ值，并且结果被馈送到误差放大器1425中。加法器1420的输出是用于确定经滤波的辅助线圈电压vaux何时下降到低于与最大vaux值有关的某个值的值，所述最大vaux值指示被监测的输出功率正接近零。在输出功率可以接近零的下一个循环中。误差放大器1425使用加法器的输出和经滤波的辅助线圈电压vaux来生成误差信号。由于峰值处的经采样vaux减去小δ，相对于定义下一个切换循环期间经滤波的vaux在vaux顶部周围的短间隔内高于限幅电平的间隔的其它放大器输入，来自1420的误差放大器输入定义此限幅电平。因此，此间隔的持续时间定义输出电流多接近零并且设定误差放大器的输出。因此，误差输出是基于以下事实的占空比：高于或低于经采样值减去δ的vaux可以用于限制vcm信号。因此，将来自误差放大器1425的误差信号输出输入到极限检测器1325。

极限检测器1325输出vcm_lim信号。此vcm_lim信号在正常操作期间与vcm相对应，但是当辅助电压检测器1330的输出指示输出功率在零功率阈值内时，则极限检测器1325输出作为vcm的固定最大值的vcm_lim值以因此钳位vcm_lim值。极限检测器1325还输出发送到pi调节器1315的停止pi调节器1315的操作直到输出功率再次增加到阈值以上的超控信号。在这种情况下，vcm的进一步积分结束，因此防止进入死区，与图12的实施例类似。

越多输出电流减小到零，vaux大于经采样vaux减去δ的间隔变得越小，占空比变得越小。

因此，与半循环有关的间隔的占空比然后可以用作用于限制vcm的误差信号。

还在此实施例中，在没有负载时，失去vcm与感测到的信号之间的关系，因为当次级二极管不导通时辅助电压的峰值不再是输出电压。因此还在此处，信号无法直接用于调节到无负载，因为在无负载情形下，不能够检测到关于每次将vcm进一步应用于无负载区域的无负载点的实际距离，vaux峰值不再与vout有关，因此不能够将误差放大器输出处的占空比与此距离相关。

对于其它功率输出，类似于第一实施例，可以生成具有相反极性的类似误差信号。

应注意，直接使用输出电流具有以下限制：没有关于给定vcm到无负载点的距离可用的信息。因此，不可能一直调节到零负载。

现在将描述使用ccm监测的vcm钳位的第三实施例。此第三实施例利用具有最大输出电流的半循环将在不对称性大于某个最大值时进入ccm的特征。

图15示出了在两个功率输出端加载的情形下初级线圈上的电流和作为磁化磁芯的结果的磁化电流分量的曲线图。次级电流是初级电流与磁芯中的电流之间的差。因此，当初级电流和磁芯电流相等时，次级电流为零。当次级电流变为零的点a在半循环b结束之前时，半循环处于不连续模式(dcm)。

图16示出了在一个输出端已经达到零输出功率的情形下初级线圈上和磁芯中的电流的曲线图。在图16中，因为次级电流变为零的点a在半循环b结束之前，所以半循环处于ccm。而且，当不对称性(由vcm项设定)进一步增加时，ccm的深度(即次级冲程结束时的次级电流多大)增加。

当双输出谐振转换器的谐振回路的尺寸被设定成使得仅当另一个半循环期间的输出电流已经变为零时ccm操作发生时，则ccm发生(以及还有ccm深度)的点可以用于限制vcm项。可以通过选择适当的反射输出电压(匝数比)结合llc转换器的需要的最大电源电压以及最小输出电压来实现此尺寸设定。应注意，ccm操作首先发生在电源电压与输出电压之间的最大比处。

能够通过感测次级冲程结束处的输出电流来检测ccm操作。作为替代方式，耦合到上述次级的辅助线圈处的辅助电压可以被感测和检查以确定辅助电压是否在次级冲程结束之前(dcm)或之后(ccm)减小。ccm的深度与其在辅助电压反应之前在半循环结束之后花费的时间有关。通过测量半循环结束与辅助电压开始反应的时刻之间的时间差，可以产生用于确定输出功率趋向零并且然后钳位vcm值的误差信号。

仿真可以用于示出相对于ccm发生时的vaux和vhb的行为，所述vhb是切换节点的电压。在具有13v低压输出和90vled串输出电压的基于图8的控制器的双输出谐振转换器的仿真结果的一个例子中，led输出端中的电流逐步减小。在此情形下，vaux在vhb斜坡开始之后的75ns与0v相交。在这种情况下，在半循环期间dcm发生。

在另一种仿真情形下，在vhb斜坡开始与vaux和0v相交之间的延迟为200ns的情况下，ccm发生。另一种仿真情形示出了在次级冲程结束处的显著输出电流导致vhb斜坡开始与vaux和0v相交之间的延迟为265ns的情况下ccm发生的情形。这些特性可以用于确定输出功率何时趋向零。

使用确定vaux与0v相交时与vhb斜坡开始时之间的时间差的此ccm检测方法允许将系统调节为无负载，因为在无负载时，vcm与时间差之间的关系仍然被定义。

图17示出了钳位vcm的第三实施例的框图。在此实施例中，耦合到次级绕组的辅助绕组处的电压和切换节点vhb(见图1的11)的电压被监测以便生成用于限制vcm信号的误差信号。图17的框图包含与图8中示出的相同并且如图8中描述的那样操作并且包含pi调节器1715和加法器1720的反馈回路1710。还示出了双输出谐振转换器1705。还包含极限检测器1725和ccm检测器1730。

ccm检测器1730是接收来自辅助线圈的辅助电压值vaux和切换节点vhb处的电压并充当功率检测器的电路。图18示出了ccm检测器的框图。ccm检测器1730包含过零检测器1805、开始斜坡检测器1810、时间差检测器1815和加法器1820。过零检测器1805监测vaux输入电压并且在vaux输入电压与0v相交时输出时间值。开始斜坡检测器1810监测vhb输入电压并且在vhb电压开始具有斜坡时输出时间值。时间差检测器1815计算vaux和0v相交时与vhb开始展示斜坡时之间的时间差。加法器1820从在时间差检测器1815中计算的时间差中减去参考值以产生误差信号。参考值基于示出ccm操作已经开始的期望时间差。然后，将来自ccm检测器1730的误差信号输出输入到极限检测器1725。

极限检测器1725输出vcm_lim信号。此vcm_lim信号在正常操作期间与vcm相对应，但是当ccm检测器1730的输出指示输出功率在零功率阈值内时，则极限检测器1725输出作为vcm的固定最大值的vcm_lim值以因此钳位vcm_lim值。极限检测器1725还输出发送到pi调节器1715的停止pi调节器1715的操作直到输出功率再次增加到阈值以上的超控信号。在这种情况下，vcm的进一步积分结束，因此防止进入死区，与图12的实施例类似。

如上所述，三个钳位实施例还可以与根据图11由占空比和频率控制的转换器一起使用。在这种情况下，占空比主要确定功率如何在类似于vcm项的两个输出端之间划分。

在某些实例中，可能难以控制双输出谐振转换器以确保输出端中的每一个的全输出功率范围。图19示出了如上所述由vdm和vcm信号控制的双输出谐振转换器的仿真结果。输出电压为使得在vcm＝0时，相等功率出现在两个输出端处。为简单起见，两个输出端的匝数比相同，使得两个输出电流相对于输出功率具有同一加权因子。

从图19可以看出，对于vcm＝0，两个输出功率相等并且与vdm成正比。对于vcm＞0，iout2增加同时iout1减小，基本上将功率从一个输出端转移到另一个输出端，特别对于相对小的功率，例如vdm＜约0.3。当iout1变得接近0时此转移功率过程相当突然地停止，而在vdm的较大值处，转移功率过程更平滑。对于此例子中vdm＞0.6，出现不期望的效果，如切换频率开始显著变化，以及由于大谐振而需要详细理解谐振回路行为以及因此不在此讨论的其它效果。因此，双输出谐振转换器可以因此被设计成优选地在低于在图19中被称为缩放因子的0.3到0.6的某个最大值的vdm下操作。在此操作范围内，双输出谐振转换器的行为使得对称性主要由vcm设定，而总功率主要由vdm设定。基于假设功率的突变以及谐振回路的某种尺寸设定的简化模型，每个输出端中作为vcm和vdm的函数的功率可以如图20中给出的建模。图20示出了图19的曲线图的简化模型。尽管此模型仅是实际行为的非常简单的近似，但是其可以用于得到对提供针对每个输出端的功率控制的全范围的主要问题以及如何克服那些问题的更好的理解。

如上所述，需要的控制器应当具有转换器的相反行为，其通常可以写为：

vcm＝error1·k21+error2·k22；以及

vdm＝error1·k11+error2·k12。

这些方程式小信号方程，因此误差信号的变化引起vdm和vcm变化。对于由来自两个光电耦合器的电流驱动的实际控制器，当两个光电耦合器电流为零时，最大功率出现。在这种情况下，vdm的最大值(vdm_max)出现。图21示出了双输出控制器的框图，所述框图示出了当测量的误差信号为零时使得从控制器输出vdm_max值。随着误差信号增长，因为功率小于最大值，所以vdm值从vdm_max开始减小。

对于针对两个输出端出现对称行为的特定情况(即相同的反射输出电压，对于两个次级绕组同样耦合到初级，以及在大约同一输出功率下操作的两个输出端)，输出功率之间的对称性或差主要由vcm设定，而总功率主要由vdm设定。这意味着k11和k12相等，而k21和k22具有相同量值但相反符号。这种情形对大于零且小于中等功率电平的两个输出功率有效。

对于vcm引起输出功率之一趋向零的区域，根据以上针对vcm和vdm的方程的控制器可以导致问题，其中k11和k12相等，且k21和k22具有相同量值但相反符号，因为两个误差信号可以减小设定总功率的vdm信号，而vcm不再能够设定两个输出端之间的功率划分。图22a示出了vcm不再能够设定两个输出端之间的功率划分的情形。

pout1是第一输出端中的功率，并且pout2是第二输出端中的功率。在区域12205中，功率流到两个输入端，并且控制器被设定为最佳参数k11＝k12以及k21＝-k22，并且pout1由误差信号error1设定，而error1不具有对pout2的影响。pout2可以保持恒定的原因是error1减小vdm，而error1还以适当比例调节vcm使得由于vdm减小而引起的pout2的功率减小通过改变vcm项而将功率从pout1转移到pout2来补偿。

然而，在区域22210中，vcm在pout1达到0时失去其影响。结果是仅vdm项可以改变功率，因此两个输出功率然后仅由一个变量设定。由于k11＝k12，error1信号通过减小vdm项仍然继续减小总功率，同时失去k21结合vcm将功率从pout1转移到pout2的补偿效果，因为在pout1已经为零时没有剩余功率来从第一输出端转移到第二输出端。结果是失去正交控制，因为pout2也由error1减小，这是不期望的。

以下描述了通过限制由每个误差信号将vdm项减小到例如最大值的一半的值使得其它输出端中的功率可以保持在其它误差信号的控制下来克服这种一个输出端的功率损耗和正交控制的失去的问题的实施例。

如之前，具有至少两个输出端的双模式谐振转换器的实施例将被用作例子，所述至少两个输出端包含经调节系统电压输出端和第二经调节输出端，其中第二输出端可以是具有经调节电流的led串。双模式谐振转换器由状态变量vcm和vdm控制，其中vdm变量由每个误差信号限制为最小值，使得其它误差信号能够将功率增大到需要的值。为了得到对本实施例的细节的更好地理解，首先描述对问题的更详细分析。

图22b示出了由vdm和vcm控制的双输出谐振转换器的例子。在此例子中，转换器的缩放因子被设置为使得vdm＝100v给出200瓦特的总功率(在vcm＝0处在对称操作下每个输出端中100瓦特)，并且100vvcm将100瓦特功率从pout1转移到pout2。

现在假设瞬变情形，其中负载从两个输出端中100瓦特(vdm＝100v，vcm＝0v)变成pout1输出端处没有负载以及pout2输出端处100瓦特(vdm＝50v，vcm＝50v)，pout1处无负载将使调节回路增大error1信号，然而由于过冲，误差信号也可能过冲并且因此vdm减小到低于50乘以因子k11，同时需要vdm＝50v使得pout2＝100瓦特。特别当这是到无负载的负载跳变时，误差信号可能因为输出电压的过冲而过度反应，同时转换器无法产生负功率来减小输出电压。error2信号可以通过减小其误差信号来部分补偿其它信道的功率需求，但是由于光电耦合器电流无法变成负的，因此必须通过error1路径进行测量使得至少vdm＝50v。

现在将描述双输出谐振转换器的实施例，其中每个误差信号对vdm信号的贡献是有限的，使得vdm信号无法比其它信道中的最大功率电平所需要的更小。例如，采用图22b的转换器，在每个输出端所需要的功率范围在0与100瓦特之间(最大200瓦特给出vdm_max＝100v)的情况下，可以设定极限以维持error1路径的vdm_max的至少一半50v从而确保100瓦特的功率可以通过error2路径递送。

还应当设定极限以便维持error2路径的vdm_max的至少一半50v以确保100瓦特功率可以通过error1路径递送。即使在误差信号过冲时，包含此极限和以下事实保证两个功率范围：vcm项可以完全转移两个输出端之间的可用功率。然而可以增加一些裕量以便不使用可用vcm项的全部振幅。存在增加此裕量的两个原因。首先，由于当一个信道中的功率接近零时vcm项的非线性性，裕量提供益处。其次，由于输出功率在对称性增加时稍有减小的事实，略小的功率变得比预期可用，因此裕量可以补偿这种减小。

因此，基于对称操作下的总功率的vdm_max应当乘以略大于1的例如在1.1到1.2的典型范围内的附加因子k以考虑第二效果。对于第一效果，需要使基于vdm项的功率的极限略小于所需要的极限附加因子m，所述附加因子略大于1在例如1.1到1.2的典型范围内，使得误差信号不需要vcm项的完整振幅以通过将残余功率转移到其它输出端来使功率为零。

图23示出了限制vdm值的双输出控制器的实施例。双输出控制器2300包含乘法器2305、2310、2315和2320、最大检测器2330和2335、vdm极限框2325和2340、加法器2345、2350和2360以及缩放vdm_max框2355。双输出控制器2300接收误差信号error1和error2。乘法器2305和2315接收error1信号作为输入并且分别用k11和k21乘以error1信号。乘法器2310和2320接收error2信号作为输入并且分别用k12和k22乘以error2信号。加法器2350将乘法器2315和2320的输出相加以产生控制信号vcm。最大检测器2330和2335分别从极限框2325和2340接收值vdm_max*α/m和vdm_max*(1-α)/m。以上描述了因子m的用途。最大检测器2330和2335还分别从乘法器2305和2310接收输出。最大检测器2330和2335输出接收到的输入的输入最大值。加法器2345然后将最大检测器2330和2335的输出相加。然后，加法器2360从来自缩放vdm_max框的值(vdm_max*k)中减去来自加法器2345的输出。以上解释了因子k的用途。

如果为α选择值0.5，则每个输出端可以产生零与最大功率的一半之间的功率。如果一个输出端需要较大范围的功率，则可以选择不同于0.5的α值。例如，采用具有图22a中示出的特性的转换器，其具有针对第一输出(与error1相对应)的0与150瓦特之间以及针对第二输出(与error2相对应)的0与50瓦特之间的功率范围(200瓦特最大值给出vdm_max＝100)，应当设定针对error1路径的极限以便保留error2路径的至少50瓦特功率(vdm_max＝25)以确保50瓦特功率在error2为零时可以通过error2路径递送。还应当设定error2路径上的极限以便保留error1路径的至少150瓦特功率(vdm_max＝75)以确保150瓦特功率在error1为零时可以通过error1路径递送。此功率范围可以由0与1之间的因子α设定。

图23的实施例可以以各种组合与图8、图12、图13和图17的实施例结合，其中双输出控制器2300代替那些实施例中的双输出控制器，以便因此将限制与每个输出端相关联的功率的特征与线性化和钳位控制变量vcm的特征相加。在这种情况下，加法器2350的输出变成在反馈回路中使用的值δec_desired。

此外，图23的实施例可以以各种组合与图11、图12、图13和图17的实施例结合，其中双输出控制器2300代替那些实施例中的双输出控制器，以便因此将限制与每个输出端相关联的功率的特征与线性化和钳位控制变量占空比和频率的特征相加。在这种情况下，加法器2350的输出变成在反馈回路中使用的δec_desired值，并且加法器2360的输出变成在反馈回路中使用的总功率值。

图6b和图6c示出了使用vcap控制和vcr控制的双输出谐振转换器。两种方法都在实际谐振转换器中使用并且基本上兼容，尽管例如与vcr方法存在轻微不同，vcr的dc分量等于切换节点的vsupply/2×占空比，而使用vcap方法的dc分量为零(因为其是电感器两端的电压)。由于电容式分压器通常用于将几个100伏特的信号振幅减小到如需要用于进一步处理的几伏特，因此使用vcap方法可能是优点，因为之后不必重构dc分量。

对于适当控制vcm控制变量，需要应用适当dc电平。在两个输出端处功率相等的对称情形下，vcm等于0。然而在实际情形下，存在双输出谐振转换器可能不对称的若干原因。首先，变压器中可能存在不对称，因为次级侧的物理绕组无法位于同一位置。其次，双输出谐振转化器中的输出电压可能与具有相等反射输出电压的对称情形不同。第三，当谐振电容器被置于变压器的接地侧时，谐振电容器两端的电压的dc值等于vsupply/2×占空比，其中占空比是与总周期有关的半循环的持续时间。通常电容式分压器用于将电压划分成可以由控制器ic处理的低值。由于这种电容式分压器无法划分dc分量，因此vcm的dc分量也未被定义或被极差地定义。电阻式分压器可以平行放置以定义dc分量，然而两个分压器的两个因子之间由于分量容差产生的失配仍然导致太多不对称。此外，电阻式分压器可以引入由于寄生电容而产生的相位偏移或者因为其高阻抗而消耗太多功率。

在具有对称操作的正常谐振器中，可以通过将电容式分压器连接到具有高阻抗的固定电压电阻器并且然后基于测量占空比或两个半循环中的电流之比添加适合的dc分量来重构dc分量。对于双输出谐振转换器，每个半循环出现不同功率，因此无法使用此重构方法。

现在将描述重构适当dc分量使得需要的功率可以被递送到两个输出端的双输出谐振转换器的实施例。此实施例的特征包含：检查误差信号之一是否被限幅到最小或最大值作为对无法递送期望功率的指示；检查与每个输出端有关的指示输出端达到无负载情形的信号；将额外偏移项加到vcm信号或者加到与vcm比较的值；根据对误差信号之一进行限幅调节额外偏移的方法；以及通过对误差信号进行限幅及限幅的等级结合关于每个输出端是否达到无负载情形的信息来设定调节偏移的方向。

图24示出了使用vcm偏移的双输出控制器的第一实施例。此双输出控制器2400与以上描述的基于error1和error2信号对vdm和vcm实施计算的其它双输出控制器类似。乘法器2405、2410、2415和2420以不同方式将error1信号和error2信号乘以如所示出的常数k11、k12、k21和k22。加法器2425将乘法器2405和2410的输出相加在一起以产生vdm。加法器2430从乘法器2415和2420中减去彼此的输出以产生vcm的初始值。加法器2435然后将vcm_offset值2440与加法器2430的输出相加以产生vcm。

当vcm项的dc分量错误时，非常多的功率可以去往一个输出端，而非常少的功率去往另一个输出端，这与两个输出端的期望输出值相反。出于该原因，将额外项vcm_offset加到vcm控制变量以便在这种失配情形出现时将功率从一个输出端转移到另一个输出端。

图25示出了使用vcm偏移的双输出控制器的第二实施例。此双输出控制器2500与以上图24中描述的双输出控制器类似，但是不同的是在双输出谐振转换器中实施vcm偏移。双输出控制器2500产生如以上描述的基于error1和error2信号对vdm和vcm实施计算的vdm和vcm值。在此第二实施例中，vcm_offset稍后在控制双输出谐振控制器中的开关的切换中使用。对vcm_offset的这种添加可以通过将电流或电荷注入上述用于测量vcr的电容式分压器中来实施。更具体地说，这可以通过组合以下各项来完成：组合框2505、比较器2510和2515、加法器2520、vcm_offset发生器2440和驱动控制逻辑2525。

图26示出了vcm_offset电路的实施例。vcm_offset电路2600包含比较器2605、2610、2615和2620、or门2625和2630、and门2635和2640以及积分器2645。比较器2605接收error1信号和error1最小值以产生指示可以在输出端1处递送的最大输出功率非常低的输出信号a。比较器2610接收error1信号和error1最大值以产生指示可以在输出端1处递送的最小输出功率非常高的输出信号b。比较器2615接收error2信号和error2最小值以产生指示可以在输出端2处递送的最大输出功率非常低的输出信号c。比较器2620接收error2信号和error2最大值以产生指示可以在输出端2处递送的最小输出功率非常高的输出信号d。在正常条件下，误差信号error1和error2具有最小值与最大值之间的值。只要连接到vout1的负载与由转换器递送到该输出端的功率匹配，经调节输出vout1就例如使误差信号error1位于最大-最小范围内。当负载增加到大于输出端可以递送的最大功率时，误差信号适用于最小值或最大值，取决于误差信号所选的极性。例如假设位于最大值处的error1信号使最大功率被递送，并且位于最小值处的error1信号使最小功率被递送。适当设定尺寸的转换器能够递送需要的最大和最小功率，因此达到最大值或最小值的误差信号不应在稳定状态情形期间出现且意味着偏移电平不正确。在瞬变期间，对于短间隔，最小或最大电平可能相交，但取决于主回路的所选带宽，这种情形无法花费比某个时间例如500usec更长的时间。仅在启动期间或特定故障状况之后其可以花费更长时间。

因此，如果检测到误差信号在极限外持续比期望时间更长的某个时间，则可能存在关于vcm项的问题，并且然后动作在需要的方向上缓慢调节vcm_offset信号以便将功率从一个输出端转移到另一个输出端。由于主调节回路还控制到两个输出端的功率递送，因此需要vcm_offset转移机构具有显著小于主回路的带宽的带宽以防止由于两个回路的相互作用而产生的不稳定性。or门2625接收输出a和d并且进行计数以判定a或d或者a和d是否指示error1和/或error2在范围之外。如果是，则or门2625产生使vcm_offset项的值变化的输出。or门2630接收输出b和c并且进行计数以判定b或c或者b和c是否指示error1和/或error2在范围之外。如果是，则or门2630产生使vcm_offset项的值变化的输出。

and门3635接收or门2625的输出以及对第二输出端处的输出电流iout2大于零的指示并且产生对输入的and。and门3640接收or门2630的输出以及对第一输出端处的输出电流iout1大于零的指示并且产生对输入的and。

积分器2745接收and门3635和3640的输出并且产生vcm_offset值作为输出。积分器2645可以被实施为向上/向下计数器。由于and门2635和2640产生输出值，因此积分器2645调节vcm_offset值以补偿输出功率中的误差。图26的逻辑函数假设误差信号error1和error2的某个极性，因此在不同极性的情况下，出现不同逻辑组合，但是理念仍然相同。信号vcm_offset可以是例如电压、电流、电荷或数字值。也可以使用积分器2645的其它实施方式。

包含信号iout1＞0和iout2＞0以防止在出现零负载时激活vcm_offset调节，因为在这种情形下，调节回路通常以此方式反应，因此当已经达到iout＝0时，通过逻辑防止转移动作，因为已经清楚的是vcm_offset项能够使得无负载。

在另一个实施例中，当系统无法向两个信道递送足够功率时可以添加额外函数。首先，动作可以是不进行任何动作。其次，可以增加k11和k12值。

图26的使用vcm_offset项的实施例还可以以各种组合与图8、图12、图13和图17的实施例结合。此外，图26的实施例可以以各种组合与图11、图12、图13和图17的实施例结合。在此实施例中，可以将信号占空比偏移添加到图11的占空比。

在图8的实施例中，具有局部反馈回路的双输出谐振转换器被呈现以根据需要改善正交控制性能从而防止两个输出端之间的交叉调节问题。在两个输出端中的一个无负载的情形下，此新局部反馈回路具有零回路增益，因此局部反馈回路然后变成开回路，使得谐振转换器控制变量中的一个(vcm)逐渐不导致不期望的效果，如输出功率无法被适当控制的时间间隔，因为vcm变化对输出功率没有影响，由此干扰两个输出端的调节回路。在图24到图26的实施例中，提出若干解决方案来限制vcm项使得转换器可以处理一个输出端处的无负载情形。尽管通过图8的实施例显著改善了一个输出端处的正常操作和无负载操作，但是仍然存在的一个问题是两种情形之间的转换产生不期望的瞬变效应。这种瞬变效应可以干扰两个输出，例如当在具有pwm调光的lcdtv中使用时的led和低压输出。

现在将描述通过限制相应误差信号而非vcm信号来以更基础的方式解决此问题的实施例。此实施例在一个输出端处的正常操作与无负载操作之间的转换情形期间引起更好的性能，因为在转换期间还保持vcm与vdm项之间的需要的关系。

此实施例可以包含以下特征。双输出谐振转换器由状态变量vcm和vdm控制，其中vcm变量包含在局部反馈回路中以便提高如以上参照图8讨论的从控制输入到功率的传递的线性性。实施例包含检测输出端中的一个是否趋向零负载情形的检测器。而且，实施例包含处理框，所述处理框包含在达到或几乎达到无负载情形时对vcm信号进行采样的采样函数。实施例包含局部调节回路，所述局部调节回路使用经采样vcm信号作为参考并且将实际vcm值调节/限制为略高于参考的值。此调节回路生成与来自主调节回路的误差信号进行比较的第二误差信号。然后采用两个误差信号中最小的一个作为控制器的输入，使得控制器生成适当的vcm和vdm信号以及它们之间适当的关系以维持正交控制。

图8的使用局部反馈来控制vcm的实施例被用作此实施例的基础。图27示出了限制误差信号的转换器的实施例。转换器2700包含双输出谐振转换器2720、误差处理器805和反馈回路810，所述反馈回路810包含如以上参照图8描述的加法器820和调节器815。转换器2700另外包含零功率检测器2705和零输出功率处理器2710。零功率检测器2705检测双输出谐振转换器2720的两个输出端中的任一个处的功率何时变为零并且输出指示此状况的信号。零功率处理器2710接收两个误差信号error1和error2并且基于来自零功率检测器2705的输出信号产生受限的误差信号error1_lim和error2lim。

图28示出了零输出功率处理器的实施例。零输出功率处理器2800包含跟踪与保持电路2805、加法器2810、调节器2815和最小检测电路2820。零输出功率处理器2800接收误差信号，所述误差信号可以是error1信号或error2信号。示出了仅处理一个误差信号，但是将以相同方式对另一个误差信号执行相同处理。误差信号error1和error2指示双输出谐振转换器的次级侧处的输出状态。

跟踪与保持电路2805接收作为输入的vcm的当前值连同零输出检测器的输出并且输出值vcmreg。当输出功率变为零时，跟踪与保持电路2805然后在输出功率变为零的时间处将vcmreg值设定为vcm的值。否则，跟踪与保持电路2805在跟踪模式下将vcmreg值简单设定为vcm的当前值。加法器2810计算值vcmreg+vcmoffset-vcm。加法器2810的输出被输入到调节器2815，所述调节器2815然后产生指示误差信号的信号。调节器可以是任何类型的调节器，包含例如pi调节器、比例积分器、差分调节器等。最小检测器2820接收误差信号和调节器2815的输出，并且输出两个输入中的最小值。

只要将功率递送到双输出谐振转换器2720的两个输出端，跟踪与保持电路2805就处于跟踪模式，这意味着信号vcmreg等于vcm并且加法器输出等于作为调节器2815的输入的vcmoffset信号。然后将2815的输出积分到高电平，所述高电平通常大于误差信号，使得误差信号直接传递到受限误差信号。作为任选特征，vcmreg输出仅在切换循环期间在某个时间处更新，因为vcm包含由于主调节回路对转换器的输出电流脉冲反应而产生的波纹。来自调节器2815的最小检测器2820输入然后高，并且误差信号被直接传递到受限误差信号输出。在此情形下，零功率检测器2705不影响双输出谐振转换器2720的操作。在此实施例中，使用与误差信号的极性有关的最小检测器。应注意，误差信号的相反极性也是可能的，并且然后将使用最大检测器代替最小检测器。

当双输出谐振转换器2720的一个输出端接近零负载时，这由零功率检测器2705检测。此检测事件然后如下由零输出功率处理器2710处理。首先，跟踪与保持电路2805将vcm项的值保持为值vcmreg。现在vcm与vcmreg之间的差驱动调节器2815并且只要vcm在vcmreg+vcmoffset的错误侧上就超控正常误差信号。结果是此局部反馈回路将受限误差信号设定为适当值，使适当vcm信号仅在接近无负载时出现。由于vcmoffset项，vcm将稳定在仅低于零功率的边界的值处。由于局部回路允许vcmreg-vcm+vcmoffset的正值和负值，因此能够以一些裕量将系统实际上限制在零输出功率。

零功率检测器2705可以如图13、图14、图17和图18中描述的那样实施，其包含：实际感测输出电流并且当输出电流接近零时限制vcm；感测辅助绕组处的电压并检测在半循环期间在某个时间间隔期间所述电压是否大于反射输出电压；或检查ccm操作是否发生。

尽管根据图28的零输出功率处理器2710可以实际上将输出电流调节为零，但是vcm与输出电流之间的关系可以由于例如改变转换器的电源电压或改变输出电压而发生变化，因为负载连接到输出电压是温度和电流相关的输出端。因此，当零负载发生时仅对vcm采样一次是不足够的。

可以通过定期驱动回路朝向功率开始流动的点并且然后重新采样相应vcm值来解决这一问题。存在能够实现这一点的若干选项，例如通过超控缓慢调节vcmoffset电平的误差信号。

图29中给出了基于缓慢调节vcmoffset电平的一个实施例。基于如图28中示出的零输出功率处理器2710，添加以下项：斜坡发生器2905和加法器2910、2915和2920。跟踪与保持电路2805、调节器2815和最小检测器2820与参照图28描述的相同。

添加驱动斜坡发生器2905的额外输入重采样。此斜坡发生器2905生成额外偏移，所述额外偏移由加法器2910加到vcmoffset以产生总偏移vcmoffset1。因为想法是回到仅递送功率的边界，所以斜坡发生器2905产生有效补偿vcmoffset的负斜坡。

当接收到重采样脉冲时，斜坡发生器2905生成从零开始的斜坡信号，缓慢增加其振幅。结果将是调节器开始调节其输出使得受限误差信号改变，从而使得控制器开始在增加无负载输出端处的功率的方向上调节vcm。因此，当斜坡达到足够振幅时，iout＝0信号将变为零，这指示功率开始流入输出端。

当iout＝0变为假(输出电流开始流动)时，然后跟踪与保持电路2805将进入跟踪模式并且因此只要iout＝0为假就开始将vcm的实际值传递到其输出vcmreg。

同时，作为iout＝0变为假的结果，斜坡停止并且重置为零。因此然后将原始vcmoffset加到vcmreg。被调节器2815积分的此偏移再次超控误差信号并减小输出端处的电压直到其最终再次达到零。因此，iout＝0变为真并且使跟踪与保持电路2805保持最后vcm值，所述最后vcm值现在与等于零的输出功率再次相对应。包含vcmoffset项保证包含调节器2815和最小检测器2820的局部回路使vcm再次调节到给出无负载的电平。

定期重复此过程。可以在几个切换循环内检测功率递送，而由于受限的斜升速度，所产生的功率可以非常低，所产生的有效功率可以被限制为针对100瓦特led功率系统小于50毫瓦。此小功率可以容易地在并联电阻器或额外负载中耗散，所述并联电阻器或额外负载连接到具有在与led输出相同的半循环期间生成功率的反射输出的第二绕组。

还可以在检测到事件时激活过程，根据所述过程可以期望例如在电源下降或大负载跳变之后vcm与没有功率递送的点之间的关系已经改变。

如果无论什么原因功率都开始流入被调节为无负载的输出端，则这将自动使iout＝0变为假跳变为iout＝0变回真以便发生由此自动更新到适当vcm和vcmreg电平。

图27的实施例还可以更一般地如例如与双输出谐振转换器磁芯一起应用，所述双输出谐振转换器磁芯由如图11中示出的占空比和切换频率控制。图30示出了使用占空比和频率控制限制误差信号的转换器的实施例。这种转换器可以由具有一个或多个局部反馈回路的类似控制器控制以便线性化从控制输入到输出变量的传递，如图30中给出的包含针对频率和占空比的两个反馈回路。图30中的转换器与图27到图29中的转换器相同地操作。在这种情况下，占空比变量代替vcm驱动转换器的不对称性并且因此与一个输出端趋向无负载的点相关。在这种情况下，占空比然后可以被用作跟踪与保持电路2805的输入端的输入。

尽管在输出电压vout1和vout2方面描述了谐振转换器的输出，但是应当理解的是，本文描述的控制技术适用于以下各项并且可以响应于以下各项而实施：输出端处的电压vout1和vout2、输出端处的电流iout1和iout2、输出端处的功率pout1和pout2或其一些组合。在一些实例中，术语“电压/电流”用于指代电压和/或电流，使得术语可以指代电压，可以指代电流或者可以指代电压和电流两者。术语还可以指代功率，所述功率是电压和/或电流的函数。

根据本发明的实施例的方法可以作为计算机实现的方法在计算机上实现。用于根据本发明的方法可执行代码可以存储在计算机程序媒体上。计算机程序媒体的例子包含存储器装置、光存储装置、集成电路、服务器、在线软件等。因此，白盒系统可以包含计算机实施的白盒计算机程序。这种系统还可以包含其它硬件元件，其包含存储装置、用于与外部系统传输数据的网络接口以及白盒系统的其它元件。

在本发明的实施例中，计算机程序可以包含计算机程序代码，所述计算机程序代码适用于当在计算机上运行计算机程序时执行根据本发明的方法的所有步骤。优选地，计算机程序在非暂时性计算机可读媒体上体现。

在处理器上运行的用于实施本发明的实施例的特定软件的任何组合构成特定专用机。

如本文中使用的，术语“非暂时性机器可读存储媒体”将被理解为不包含暂时性传播信号但包含所有形式的易失性和非易失性存储器。此外，如本文中使用的，术语“处理器”将被理解为包含各种装置，如微处理器、现场可编程门阵列(fpga)、专用集成电路(asic)以及其它类似处理装置。当在处理器上实施软件时，组合变成单一特定机器。

本领域的技术人员应当理解的是，本文的任何框图表示体现本发明原理的说明性电路系统的概念图。

虽然特别参考了特定示例性方面详细地描述了各种示例性实施例，但是应当理解的是，本发明能够具有其它实施例，并且其细节能够在各种明显的方面进行修改。对于本领域技术人员显而易见的是，可以在本发明的精神和范围之内进行各种变化和修改。因此，前面的公开、说明和附图仅为说明性的目的，并不以任何方式限制本发明，本发明的范围仅由权利要求限定。