变换装置的制作方法

本案是有关于一种电压转换装置，且特别是有关于一种变换装置。

背景技术：

为提高变换系统的效率，母线变换器常常使用54v转12v的不调整方案，例如使得开关工作在占空比固定的最大占空比状态，以此来获得占空比最大，电流有效值最小，滤波器最小的优势。上述母线变换器常用的电路拓扑是一次侧全桥电路，二次侧中心抽头全波整流电路。

上述母线变换器属于传统的脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation,pwm)开关电路拓扑，此种开关电路的开关切换损耗大，同时全波整流开关管反向恢复损耗大，导致变换器开关频率低，不能采用更高的开关频率来减小变压器尺寸，同时存在输出电感体积大的问题。此外，在传统应用中，为了减小变压器激磁电流产生的损耗，通常会尽可能地减小变压器的气隙，使得激磁电感值接近于无穷大，这就使得开通时刻开关两端的电压高，开通损耗大。

由此可见，上述现有的方式，显然仍存在不便与缺陷，而有待改进。为了解决上述问题，相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道，以满足对变换器的高效率和高功率密度的需求。

技术实现要素：

发明内容旨在提供本揭示内容的简化摘要，以使阅读者对本揭示内容具备基本的理解。此发明内容并非本揭示内容的完整概述，且其用意并非在指出本案实施例的重要/关键元件或界定本案的范围。

为达上述目的，本案内容的一技术态样是关于一种变换装置，其包含输入电容、一次侧开关电路、磁性元件电路、二次侧开关电路及输出电容。磁性元件电路包含变压器和电感。输入电容用以接收输入电压。一次侧开关电路耦接于输入电容。磁性元件电路耦接于一次侧开关电路。二次侧开关电路耦接于磁性元件电路。输出电容耦接于二次侧开关电路。通过一次侧开关电路的开通与关断，使得输入电容、电感与输出电容产生振荡电流，振荡电流具有振荡周期。一次侧开关电路于振荡电流的波峰点至波谷点间进行开关切换。

在一实施例中，该一次侧开关电路包含一开关频率，其中该振荡电流包含一振荡频率，该一次侧开关电路的开关频率介于0.5倍的该振荡频率至1倍的该振荡频率之间。

在一实施例中，该一次侧开关电路包含一开关频率，其中该振荡电流包含一振荡频率，该一次侧开关电路的开关频率介于0.5倍的该振荡频率至2/3倍的该振荡频率之间。

在一实施例中，该输入电容的容值分布大于10百分率(％)，该电感的感量小于150x10^-9乘以该输入电压的平方与该变换装置的输出电压与输出功率乘积的比值。

在一实施例中，该电感为该变压器的一漏感或独立于该变压器的电感。

在一实施例中，该一次侧开关电路的该开关频率为二分之三倍的该振荡电流的该振荡频率。

在一实施例中，该磁性元件电路的该变压器包含至少一磁芯、至少一一次侧绕组及至少一二次侧绕组。至少一一次侧绕组耦接于该一次侧开关电路。至少一二次侧绕组耦接于该二次侧开关电路，其中该至少一一次侧绕组与该至少一二次侧绕组通过该至少一磁芯耦合。

在一实施例中，该一次侧开关电路包含一全桥电路。

在一实施例中，该变压器的该至少一二次侧绕组包含至少两个绕组，其中该至少两个绕组彼此串联，且该至少两个绕组的一连接点包含一中心抽头，其中该变压器的该至少一二次侧绕组与该二次侧开关电路形成一中心抽头全波整流电路。

在一实施例中，该二次侧开关电路包含一全桥整流电路。

在一实施例中，变换装置还包含控制电路，控制电路用以产生一组互补的驱动信号而驱动该一次侧开关电路进行开关切换，每一该组互补的驱动信号的占空比约为50％，且相邻两个驱动信号之间存在死区。

在一实施例中，当该一次侧开关电路的一开关的两端电压小于或等于该输入电压的一半时，该控制电路驱动该一次侧开关电路进行开关切换。

在一实施例中，当该一次侧开关电路的一开关的两端电压等于零时，该控制电路驱动该一次侧开关电路进行开关切换。

在一实施例中，该变换装置还包含输入电感。输入电感与该输入电容一同接收该输入电压，该输入电感的感量大于等于5倍该变压器漏感的感量。

在一实施例中，该一次侧开关电路包含第一正电压端及第一负电压端。第一正电压端耦接于该输入电压的一端。该二次侧开关电路包含第二正电压端及第二负电压端。第二正电压端耦接于该第一负电压端。第二负电压端与该第二正电压端一同输出一输出电压。该第二负电压端耦接于该输入电压的另一端。

在一实施例中，变换装置还包含控制装置。控制装置包含控制器、至少一自举电路、至少一第一驱动电路及至少一第二驱动电路。控制器用以输出至少一脉宽控制信号，其中该脉宽控制信号的参考地为该第二负电压端。至少一自举电路用以依据该至少一脉宽控制信号、至少一第一供电信号以产生至少一控制信号以及至少一供电信号，其中该控制信号的参考地为该第二正电压端。至少一第一驱动电路用以依据该至少一控制信号以及该至少一第一供电信号以产生至少一第一驱动信号。至少一第二驱动电路用以依据该至少一脉宽控制信号以及该至少一第一供电信号以产生至少一第二驱动信号以驱动该二次侧开关电路。

在一实施例中，变换装置还包含控制装置。控制装置包含控制器、至少一隔离电源、至少一隔离电路、至少一第一驱动电路及至少一第二驱动电路。控制器用以输出至少一脉宽控制信号，其中该脉宽控制信号的参考地为该第二负电压端。至少一隔离电源用以提供至少一第一供电信号和第二供电信号。至少一隔离电路用以依据该至少一第一供电信号和该至少一脉宽控制信号以产生至少一控制信号，其中该控制信号的参考地为该第二正电压端。至少一第一驱动电路用以依据该至少一控制信号以及该至少一第二供电信号以产生至少一第一驱动信号以驱动该一次侧开关电路。至少一第二驱动电路用以依据该至少一脉宽控制信号以及该至少一第一供电信号以产生至少一第二驱动信号以驱动该二次侧开关电路。

在一实施例中，该一次侧开关电路包含一半桥电路。

因此，根据本案的技术内容，本案实施例通过提供一种变换装置，借以改善变换器的开关频率低，不能采用更高的开关频率来减小变压器尺寸，同时存在输出电感体积大的问题，并改善开通时刻开关两端的电压高，开通损耗大的问题，进而满足对变换器的高效率和高功率密度的需求。

在参阅下文实施方式后，本案所属技术领域中具有通常知识者当可轻易了解本案的基本精神及其他发明目的，以及本案所采用的技术手段与实施态样。

附图说明

为让本案的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：

图1是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图；

图2是依照本案一实施例绘示一种变换装置的驱动波形示意图；

图3是依照本案一实施例绘示一种变换装置的驱动波形示意图；

图4是依照本案一实施例绘示一种变换装置的驱动波形示意图；

图5是依照本案一实施例绘示一种变换装置的驱动波形示意图；

图6a是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图；

图6b是依照本案一实施例绘示一种变换装置的控制装置的电路示意图；

图7是依照本案一实施例绘示一种变换装置的驱动波形示意图；

图8是依照本案一实施例绘示一种变换装置的控制装置的电路示意图；

图9a是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图；

图9b是依照本案一实施例绘示一种变换装置的控制装置的电路示意图。

根据惯常的作业方式，图中各种特征与元件并未依比例绘制，其绘制方式是为了以最佳的方式呈现与本案相关的具体特征与元件。此外，在不同附图间，以相同或相似的元件符号来指称相似的元件/部件。

具体实施方式

为了使本揭示内容的叙述更加详尽与完备，下文针对了本案的实施态样与具体实施例提出了说明性的描述；但这并非实施或运用本案具体实施例的唯一形式。实施方式中涵盖了多个具体实施例的特征以及用以建构与操作这些具体实施例的方法步骤与其顺序。然而，亦可利用其他具体实施例来达成相同或均等的功能与步骤顺序。

除非本说明书另有定义，此处所用的科学与技术词汇的含义与本案所属技术领域中具有通常知识者所理解与惯用的意义相同。此外，在不和上下文冲突的情形下，本说明书所用的单数名词涵盖该名词的复数型；而所用的复数名词时亦涵盖该名词的单数型。

另外，关于本文中所使用的“耦接”，可指二或多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，亦可指二或多个元件相互操作或动作。

图1是依照本案一实施例绘示一种变换装置100的电路示意图。如图所示，变换装置100包含输入电感l1、输入电容c1、一次侧开关电路110、磁性元件电路120、二次侧开关电路130及输出电容c2。此外，上述磁性元件电路120包含变压器t和电感，其中电感可为变压器的漏感或独立于变压器的电感。

于连接关系上，一次侧开关电路110耦接于输入电感l1及输入电容c1。磁性元件电路120耦接于一次侧开关电路110。二次侧开关电路130耦接于磁性元件电路120。输出电容c2耦接于二次侧开关电路130。

在本实施例中，一次侧开关电路110以全桥开关电路来实现，二次侧开关电路130以全波整流电路来实现，此外，磁性元件电路120的变压器的一次侧绕组包含绕组t1，变压器的至少一二次侧绕组包含至少两个绕组t2、t3，至少两个绕组t2、t3彼此串联，且至少两个绕组t2、t3的一连接点包含中心抽头，磁性元件电路120的变压器的至少一二次侧绕组与二次侧开关电路130形成中心抽头全波整流电路。再者，磁性元件电路120包含至少一电感，此电感可为磁性元件电路120的变压器的漏感lk。在本实施例中，输入电容c1的容值会依照实际需求进行调整而能与漏感lk一同产生振荡电流。然本案不以图1所绘式的架构为限，其仅用以例示性地说明本案的实现方式之一。

在一实施例中，请一并参阅图1及图2，图2是依照本案一实施例绘示一种变换装置100的驱动波形示意图。于操作关系上，输入电感l1及输入电容c1用以接收输入电压vin。通过一次侧开关电路110的开通与关断，输入电容c1与磁性元件电路120中的电感lk产生振荡电流ip1、ip2。一次侧开关电路110于振荡电流ip1、ip2的波谷的邻近区间内进行开关切换。

详细而言，驱动信号dri1用于驱动一次侧开关电路110的开关m1、m3和二次侧开关电路130的开关m5。驱动信号dri2用于驱动一次侧开关电路110的开关m2、m4和二次侧开关电路130的开关m6。驱动信号dri1和驱动信号dri2的占空比约为50％，且存在死区。在本实施例中，透过减小输入电容c1的电容值，使其与漏感lk于驱动信号dri1、dri2的期间t1-t2、t3-t4产生振荡电流。举例而言，在期间t1-t2，驱动信号dri1为高位准信号，此时，开关m1、m3、m5导通，输入电容c1与漏感lk产生振荡电流ip1，振荡电流ip1为流经一次侧开关电路110的开关的电流。

当振荡电流ip1于时间t2落至谷底a点时，进行开关切换，驱动信号dri1切换为低位准信号，开关m1、m3、m5关断。在此时间点，亦为振荡电流ip1邻近(接近)于变压器的激磁电感lm的电流ilm时，驱动信号dri1于此时进行切换。

此外，在期间t3-t4，驱动信号dri2为高位准信号，此时，开关m2、m4、m6导通，输入电容c1与漏感lk产生振荡电流ip2，振荡电流ip2为流经一次侧开关电路110的开关的电流。当振荡电流ip2于时间t4落至谷底b点时，进行开关切换，驱动信号dri2切换为低位准信号，开关m2、m4、m6关断。在此时间点，亦为振荡电流ip2邻近于变压器的激磁电感lm的电流ilm时，驱动信号dri2于此时进行切换。在该实施例中，输入电容c1可选取容值精度较高的电容，以此来获得较为精准的开关关断点，以此来控制由开关关断带来的损耗分布。

根据变换装置100的上述操作方法，变换装置100将于二次侧开关电路130产生如图所示的二次侧电流is，且此二次侧电流is为弦波，因此去除了开关切换(如开关被开通)瞬间产生的电流脉冲，有效地减小了开通损耗。再者，变换装置100无需添加输出电感即可满足实际应用的需求。同时，可于一次侧开关电路110的振荡电流ip1、ip2接近于激磁电感lm的电流ilm时，将开关关断，俾使开关的关断损耗小。

在另一实施例中，请一并参阅图1及图3，图3是依照本案一实施例绘示一种变换装置100的驱动波形示意图。于操作关系上，输入电感l1及输入电容c1用以接收输入电压vin。通过一次侧开关电路110的开通与关断，使得输入电容c1、电感lk与输出电容c2产生振荡电流。振荡电流具有振荡周期，一次侧开关电路110于振荡电流的波峰点至波谷点间进行开关切换，一次侧开关电路110的开关频率fsw与振荡频率flc的关系为fsw≤flc≤2·fsw，此处以振荡频率来阐述与开关频率的关系，但在实际样机制作或工程生产中，首先需要确定该一次侧开关电路110的振荡频率flc，再来调整该一次侧开关电路110的开关频率fsw，使之满足0.5flc≤fsw≤flc的关系。其中，振荡频率是由电感lk和输入电容c1、输出电容c2共同决定的，其关系如下：

其中n为变压器原副边绕组的匝比。

详细而言，在该类变换器应用中，变压器lk的数值范围与该变换器的输入电压和输出功率有关，其关系如下，

这里vin为变换器的输入电压，po为该变换器的输出功率，kl为一系数且kl＝150x10^-9。在本案中，可利用平面绕组变压器，使得磁性元件电路120中的变压器的漏感lk在公式1-2所述范围内尽可能变小，此时，即可相应地增大输入电容c1的容值，并相应地减小输入电感l1的感量，从而减小输入电容c1两端的电压纹波。于此实施例中，输入电容c1可以采用但不限于x7r类型的电容，其中该电容的体积较小，且其容值分布>10％。在其余实施例中，为了达到良好的滤波效果，同时又不影响变压器的漏感lk与输入电容c1和输出电容c2的振荡，输入电感l1的感量需大于等于5倍的变压器的漏感lk感量，然本案不以上述实施例为限，其仅用以例示性地说明本案的实现方式之一。

此外，需要设计输入电容c1的容值，使得fsw≤flc≤2·fsw。在此，以(即fsw＝2/3·flc)为例来说明本实施例的工作原理。请一并参阅图1与图3，在t1-t2区间，驱动信号dri1为高位准信号，开关m1、m3和m5导通，输入电容c1及输出电容c2和变压器的漏感lk产生振荡电流ip1，振荡电流ip1为流经一次侧开关电路110的开关的电流。于此，可将输入电容c1的容值配置与输出电容c2的容值相仿，输入电容c1和输出电容c2并联后一起参与振荡。在t2时刻，振荡电流ip1振荡到a点，即时，驱动信号dri1切换为低位准信号，开关管m1、m3和m5关断。在t3-t4区间，驱动信号dri2为高位准信号，此时，开关m2、m4和m6导通，同样的，输入电容c1、输出电容c2及变压器的漏感lk产生振荡电流ip2。在t4时刻，振荡电流ip2振荡到b点，驱动信号dri2切换为低位准信号，开关管m2、m4和m6关断。于此，在开关关断时的振荡电流ip1和ip2并不等于流经激磁电感lm的电流ilm，关断时的漏感电流大。关断时漏感电流所带来的损耗计算公式如下：

其中，plk为开关的关断损耗。ip为原边振荡电流，可为ip1或ip2；ilm为流经变压器激磁电感的电流。

公式1-3中的变压器的漏感lk正比于关断损耗plk，虽然ip>ilm，但因为变压器的漏感lk在此实施例中的感量较小，而使得关断损耗plk也很小，并没有影响变换装置100的转换效率。

在另一实施例中，请一并参阅图1与图4，图4是依照本案一实施例绘示一种变换装置100的驱动波形示意图。如图所示，若将开关的中断点a和b点移至振荡电流的波峰点处，即flc＝fsw，开关关断时的ip为最大，此时关断损耗plk略大于当的关断损耗，然而，因为变压器的漏感lk在此实施例中的感量较小，而使得关断损耗plk也很小，并没有影响变换装置100的转换效率。

于再一实施例中，可将开关的中断点a和b点移至振荡电流的波谷点处，即flc＝2fsw，(即fsw＝0.5flc)进行开关切换，其工作原理和图示可参照图1与图2，但不同之处在于：本实施例中为输入电容c1、电感lk与输出电容c2产生振荡电流。

因为变换装置100中的输入电容c1及输出电容c2的容值和变压器的漏感lk的感量都存在一定的分布，其三者共同作用产生的振荡频率也存在一定分布。所以在大量生产中，关断点a和b点同样有一定分布，其分布与输入电容c1及输出电容c2的容值和变压器的漏感lk的感量分布相关。更进一步，因为关中断点a和b点的分布，带来的损耗偏差与关断时刻的电流和漏感lk感量成正比，因为本实施例中漏感lk的感量很小，所以因为输入电容c1的容值分布带来的关中断点电流的分布并不会造成较大的损耗分布。因此在此实施例中，输入电容c1可以应用成本低，体积小，但分布大的电容(譬如≥10％的x7r)，在降低变换器的成本和体积的同时，又不影响该变换器的转换效率。

在此实施例中，通过进一步减小变压器的漏感lk的感量，提高输入电容c1的容值，而能减小输入电容c1两端电压的纹波。同时，降低输入电感l1的感量，可以减小输入电感l1的体积。此外，亦可同时增大输出电容c2的容值，即减小了输出电容c2的体积，从而进一步减小变换装置的尺寸，降低变换装置成本，并提高变换装置的功率密度。

图5是依照本案一实施例绘示一种变换装置100的驱动波形示意图。请一并参阅图1与图5，可以通过调整变压装置100的气隙，以调整如图1所示的激磁电流ilm。如死区期间t2-t3内，由激磁电流ilm抽取另一组开关中一次侧电路110的开关(如开关m2、m4)的寄生电容上的电荷，使得开关两端电压vds下降，直到开关两端电压降至小于或等于输入电压vin的一半。此时，驱动信号dri2导通另一组开关m2、m4、m6。如此一来，得以减少开关的开通损耗，提升变换装置100的能量转换效率和功率密度。于其他实施例中，亦可于开关两端电压降至小于或等于0时，驱动信号dri2导通另一组开关m2、m4、m6。

图6a是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图。需先说明的是，变换装置100的拓扑和设计可以应用于带变压器原副边隔离或带变压器原副边不隔离的方案，对于带变压器原副边不隔离的方案，可将原边vin-端与副边vo-端短接。然而，在此应用中，原边电流ip经由vin-端流入地线，造成原边电流的无功损耗。变压器原边又称一次侧，变压器副边又称二次侧。

在另一实施例，对于原副边不需要隔离的应用，通过将原边vin-端和副边vo+端短接，输入电压加载于原边vin+端和副边vo-端。原边电流ip经由vo+端流入负载，减小了原边电流的无功损耗，提升了变换装置的转换效率。请参阅图6a中变压装置100的部分，输出电流is由两部分构成，一部分为原边电流直接流入副边，另一部分为原边电流通过变压器传递到副边的电流。此处以t1-t2区间为例，在开关m1、m3和m5开通时，原边流入vo+端的电流为(ip1-ilm)，经过变压器传递到副边的电流为(n-1)·(ip1-ilm)，副边电流is＝n·(ip1-ilm)。由此可见，虽然变压器的变比t1:t2:t3变为(n-1)：1：1，但同样能实现相同的能量传递。变压器原边绕组匝数减小，可以减小原边绕组的导通阻抗，即可减小原边绕组的导通损耗为原来导通损耗的对副边而言，同时因为流经副边电流减小为原来副边电流的副边绕组的导通损耗也同时降低为原来导通损耗的因为vin-端与vo+端短接带来的变压器的变比的变化，同时减小了变换器的损耗，提升了变换器的转换效率。

若将vin-端与vo+端短接后，输入电压跨接在vin+端与vo-端之间，原副边开关不能应用共地驱动方式，原边开关的驱动信号应以vo+端为参考地。在一实施例中，请参阅图6a与图6b中变压装置100与控制装置200，脉宽控制信号dri1和dri2是由控制器210产生的脉宽控制信号，该两个信号的低电平为0，高电平为vcc，其中，脉宽控制信号以副边vo-端为参考地。脉宽控制信号dri1和dri2可以经由驱动电路235产生驱动信号lo3和lo4分别用来驱动副边开关m5和m6。对于原边开关，需要通过自举电路221、223产生相应的以vo+端为参考地的供电信号和控制信号。如图6b所示，脉宽控制信号dri1和dri2通过自举电路221、223产生控制信号dri11和dri12与供电信号vdd，该控制信号dri11和dri12与供电信号vdd以副边vo+端为参考地。这里为了便于比对，该控制信号dri11和dri12同脉宽控制信号dri1和dri2一样，相对于vo-端的波形展示于图7，该控制信号dri11和dri12的低电平为vo，高电平为vdd，此处的供电信号vdd相对于vo-端的电压值为vcc+vo，这里的vo为vo+端与vo-端的电压差。控制信号dri11经由驱动电路231和233产生驱动信号ho1和lo2分别用来驱动原边开关m1和m3，控制信号dri12经由驱动电路231和233产生驱动信号ho2和lo1用来驱动原边开关m2和m4。上述驱动电路231、233的“地”脚位接至变换器的vo+端。

于上述vin-端和vo+端短接的应用中，对相同输入输出条件的变换器，只有变压器的原边与副边变比由n:1变为(n-1)：1，原边驱动信号浮接处理，该变换器主功率级的电压电流波形并没有变动。

图8是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图。如图8所示，可采用隔离电源300产生vcc供电和vdd供电。隔离电路241和243根据脉宽控制信号dri1和dri2产生控制信号dri11和dri12，其中参考地由副边vo-端变为副边vo+端。此处的驱动电路231、233、235与图6a实施例中的电路相同。

图9a是依照本案一实施例绘示一种变换装置的电路示意图。如图9a所示，原边可以为半桥电路拓扑，同样用自举电路221、223或隔离电路241、243将脉宽控制信号dri1和dri2抬高产生浮地的脉宽控制信号dri11和dri12(在图9b的实施例是以自举电路221、223来举例，然本案亦可如图8一般，采用隔离电源300配合隔离电路241、243)，即将参考地由副边vo-端变为副边vo+端，再利用驱动电路231产生相对应的驱动信号ho1和lo1去控制半桥电路上下开关的开通和关断。其他元件可参考图6a实施例。此外，副边可以为全波整流电路或者半波整流电路。更进一步，本案所揭露的vin-端与vo+端短接的应用适用于带变压器的变换器，且原副边不需要隔离的应用例。

由上述本案实施方式可知，应用本案具有下列优点。本案实施例通过提供一种变换装置，借以控制方法的改变并通过变压器原副边不同的短接方式，减小该变换器中容性器件和感性器件的尺寸，并采用较小的变压器漏感改善开关关断时的损耗，同时改善开通时刻开关两端的电压高，开通损耗大的问题，进而满足对变换器的高效率和高功率密度的需求。

虽然上文实施方式中揭露了本案的具体实施例，然其并非用以限定本案，本案所属技术领域中具有通常知识者，在不悖离本案的原理与精神的情形下，当可对其进行各种更动与修饰，因此本案的保护范围当以附随权利要求书所界定的范围为准。