一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统及方法与流程

本发明涉及反激变换器，特别是涉及一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统及方法。

背景技术：

随着人们对更小体积、更快充电速度的适配器或充电器要求的提高，广泛应用于小功率电源场合的传统rcd钳位反激或准谐振反激变换器逐渐不能满足人们的需要。相比于传统反激变换器，有源钳位反激变换器可以实现原边功率管的零电压开启(zvs)和副边整流二极管的零电流关断(zcs)，具有emi干扰及噪声小、无变压器漏感尖峰、功率管及整流二极管电压应力小等优点，从而可以具有更高效率和更大功率密度而逐渐被研究人员所关注。

由于电路简单、元器件数量少、采样方便等优点，反激变换器常常采用原边调节方式(也就是将控制器、采样电路等都放在原边，通过对变压器原边信号的检测稳定输出电压的大小)。在原边调节中，通过采集变压器辅助绕组的电压监测输出电压的变化，相对于采集变压器副边侧输出电压的方案，去掉了隔离元件，减少了延时，加快了环路的动态响应。

在原边调节的反激变换器中，也可以采用峰值电流模控制方案。峰值电流模控制是一种有源钳位反激变换器的环路控制模式。虽然采用峰值电流模控制大大加快了控制环路的相应速度，尤其是在输入电压发生变化时。但是，由于变压器、输出电容等元件的延迟作用，使得峰值电流模控制在负载突变时的反映速度和调节速度要迟缓许多。

技术实现要素：

基于此，有必要提供一种能够及时响应负载的变化的原边调节有源钳位反激变换器的控制系统及方法。

一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧、变压器副边侧及辅助绕组，所述原边侧包括原边绕组、主开关管、钳位开关管、谐振电感及励磁电感，所述系统包括：辅助绕组采样电路，用于对所述辅助绕组的电压进行采样；峰值电流采样电路，用于对谐振电感的电流进行采样；峰值电流差值模块，连接所述峰值电流采样电路的输出端，用于得到所述谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量，并作为峰值电流差值输出；误差补偿器，第一输入端连接所述辅助绕组采样电路，第二输入端用于输入参考电压，所述误差补偿器用于将所述辅助绕组采样电路采样到的电压与所述参考电压比较并进行误差补偿，输出补偿电流；励磁电感电流采样电路，用于对所述励磁电感的电流进行采样；比较器，第一输入端输入所述峰值电流差值和补偿电流的叠加信号，第二输入端连接所述励磁电感电流采样电路的输出端；驱动模块，连接所述比较器的输出端，用于根据所述比较器的输出对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。

在其中一个实施例中，所述励磁电感与所述原边绕组并联。

在其中一个实施例中，所述谐振电感的一端连接所述励磁电感的一端和原边绕组的一端、所述谐振电感的另一端连接所述原边侧的电压输入端。

在其中一个实施例中，所述驱动模块是隔离式栅极驱动器。

在其中一个实施例中，所述励磁电感电流采样电路是对所述主开关管的输出端电流进行采样，以采样结果来表征所述励磁电感的电流。

在其中一个实施例中，还包括加法器，用于对所述峰值电流差值和补偿电流进行叠加，所述加法器的输出端连接所述比较器的第一输入端。

在其中一个实施例中，所述峰值电流差值模块包括寄存器和峰值电流差值处理模块，所述寄存器用于存储所述峰值电流采样电路采集到的电流峰值，所述峰值电流差值处理模块用于根据所述寄存器存储的电流峰值，得到所述谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量。

在其中一个实施例中，所述峰值电流差值模块、误差补偿器及比较器集成在微控制器中。

上述原边调节有源钳位反激变换器的控制系统，增加了电流峰值采样电路。在变压器副边侧的负载发生变化时，谐振电感中流过的电流会随着负载的变化而变化，通过峰值电流采样电路采集谐振电感中流过电流的峰值，就可以得知负载变化的方向。通过峰值电流差值模块得到峰值电流差值ilrs，并与误差补偿器的输出的补偿电流ic叠加形成控制信号ipeak输入比较器，驱动模块的输入就能够更快地跟随负载变化，从而加快了有源钳位反激变换器的负载调整速度。

一种原边调节有源钳位反激变换器的控制方法，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧、变压器副边侧及辅助绕组，所述原边侧包括原边绕组、主开关管、钳位开关管、谐振电感及励磁电感，所述方法包括：对所述辅助绕组的电压、所述谐振电感的电流、所述励磁电感的电流进行采样；根据所述谐振电感的电流采样结果，得到所述谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量，作为峰值电流差值；通过误差补偿器将采样得到的辅助绕组的电压与参考电压比较并进行误差补偿，得到补偿电流；将所述峰值电流差值和补偿电流叠加后输入比较器的第一输入端，所述采样得到的励磁电感的电流输入所述比较器的第二输入端；驱动模块根据所述比较器的输出对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。

在其中一个实施例中，对所述励磁电感的电流进行采样，是对所述主开关管的输出端电流进行采样，以采样结果来表征所述励磁电感的电流。

在其中一个实施例中，所述根据所述比较器的输出对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制的步骤，是采用峰值电流模控制的方式进行控制。

上述原边调节有源钳位反激变换器的控制方法，在变压器副边侧的负载发生变化时，谐振电感中流过的电流会随着负载的变化而变化，通过峰值电流采样电路采集谐振电感中流过电流的峰值，就可以得知负载变化的方向。将峰值电流差值ilrs与误差补偿器的输出的补偿电流ic叠加形成控制信号ipeak输入比较器，驱动模块的输入就能够更快地跟随负载变化，从而加快了有源钳位反激变换器的负载调整速度。

附图说明

为了更好地描述和说明这里公开的那些发明的实施例和/或示例，可以参考一幅或多幅附图。用于描述附图的附加细节或示例不应当被认为是对所公开的发明、目前描述的实施例和/或示例以及目前理解的这些发明的最佳模式中的任何一者的范围的限制。

图1是一实施例中原边调节有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图；

图2是另一个实施例中原边调节有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图；

图3是一实施例中原边调节有源钳位反激变换器的控制方法的流程图；

图4是一实施例中负载切换过程各个电路的信号波形图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1是一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图。有源钳位反激变换器可以采用传统的结构，在图1所示的实施例中，有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，其中原边侧包括原边绕组np、励磁电感lm、谐振电感lr、主开关管s1(c1是主开关管s1的寄生电容、d1是主开关管s1的寄生二极管)、钳位开关管s2(c2是钳位开关管s2的寄生电容、d2是钳位开关管s2的寄生二极管)、钳位电容cclamp；副边侧包括副边绕组ns、整流二极管d、输出电容cf、负载电阻r。其中励磁电感lm与原边绕组np并联，整流二极管d与副边绕组ns串联。

在图1所示的实施例中，原边调节有源钳位反激变换器的控制系统包括辅助绕组采样电路20、峰值电流采样电路30、励磁电感电流采样电路40、驱动模块50、误差补偿器110、峰值电流差值模块120及比较器130。

辅助绕组采样电路20用于对辅助绕组的电压进行采样，输出采样电压vos。峰值电流采样电路30用于采集谐振电感lr中流过的电流ilr的峰值，在图1所示的实施例中，谐振电感lr的第一端连接励磁电感lm的一端和原边绕组np的一端，谐振电感lr的第二端连接原边侧的电压输入端，峰值电流采样电路30连接谐振电感lr的第二端，对谐振电感lr的第二端进行采样。励磁电感电流采样电路40用于对励磁电感lm的电流进行采样，得到采样电流ilms。其中，励磁电感电流采样电路40可以被设置为直接对励磁电感lm的电流进行采样，也可以设置为采样可以表征流经励磁电感lm的电流的大小的电流：例如，励磁电感电流采样电路40采样的电流是流经励磁电感lm的部分电流，或者励磁电感电流采样电路40采样的电流一部分是流经励磁电感lm的电流。

峰值电流差值模块120连接峰值电流采样电路30的输出端，用于得到谐振电感lr的峰值电流相对于前一时刻的变化量，并作为峰值电流差值ilrs输出。

误差补偿器110的第一输入端连接辅助绕组采样电路20的输出端，并接收采样到的电压vos，第二输入端用于输入预设的参考电压vref。误差补偿器110将辅助绕组采样电路采样到的电压vos与参考电压vref比较并进行误差补偿，输出补偿电流ic。

比较器130的第一输入端输入峰值电流差值ilrs和补偿电流ic的叠加信号ipeak，第二输入端连接励磁电感电流采样电路40的输出端，并接收励磁电感电流采样电路40输出的采样电流ilms。

驱动模块50连接比较器130的输出端，根据比较器130的输出对主开关管s1和钳位开关管s2进行开关控制。驱动模块50可以是pwm驱动模块。

在一个实施例中，可以采用峰值电流模控制的方式对主开关管s1和钳位开关管s2进行控制。例如，峰值电流差值ilrs从比较器130的负输入端输入、叠加信号ipeak从比较器130的正输入端输入，当驱动模块50检测到比较器130的输出电平信号由高到低变化时，主开关管s1关断；在一个周期中，钳位开关管s2具有与主开关管s1互补的控制端驱动信号，据此在主开关管s1和钳位开关管s2之间插入合适的死区时间后，可以控制钳位开关管s2的开通和关断。

峰值电流模控制的反映速度及调节速度快，误差补偿器110更易设计。另外，峰值电流模控制具有输入电压前馈效应，能在输入电压发生变化时，通过改变励磁电感电流的上升斜率而快速调节输出电压。采用峰值电流模控制方式，当输入电压发生变化时，励磁电感电流的斜率会快速发生变化，即采样电流ilms会发生变化。于是比较器130的输出信号会由于输入端的差值而产生不同的高低电平信号，导致驱动模块50输出的控制信号的脉宽发生变化，从而达到快速调节输出电压的目的。比如，当输入电压突然增大时，励磁电感电流斜率会在下个周期瞬时增大，由于此时输出电压未变，比较器正输入端信号ipeak就未发生变化，导致电感电流快速达到峰值ipeak，比较器130的输出从高电平到低电平的变化提前，驱动模块50检测到比较器130的变化后，产生含有相应的较小导通时间的控制信号，稳定输出电压的值。

虽然峰值电流模控制具有输入电压前馈效应，能够快速反应输出电压的变化。但是当负载发生变化时，影响驱动模块50输出的控制信号导通时间发生变化的两个信号：采样电流ilms由于控制环路未发生变化而仍保持原样，补偿电流ic由于误差补偿器的延时作用而还未发生变化。

上述原边调节有源钳位反激变换器的控制系统，增加了电流峰值采样电路。在负载发生变化时，谐振电感中流过的电流会随着负载的变化而变化，通过峰值电流采样电路采集谐振电感中流过电流的峰值，就可以得知负载变化的方向。比如，当负载变大时，谐振电感中流过的电流会逐渐变大，也就是此电流的峰值会逐渐变大，通过检测此电流峰值并与上一次检测到电流峰值的值进行比较，就可以判断出谐振电感中流过的电流在逐渐变大。通过峰值电流差值模块得到峰值电流差值ilrs，并与误差补偿器的输出的补偿电流ic叠加形成控制信号ipeak输入比较器，驱动模块的输入就能够更快地跟随负载变化，从而加快了有源钳位反激变换器的负载调整速度。

在一个实施例中，励磁电感电流采样电路40是对主开关管s1的输出端电流进行采样，该输出端电流是流经励磁电感lm的部分电流，其大小会跟随流经励磁电感lm的电流而变化，因此表征流经励磁电感lm的电流的大小。根据采样结果得到励磁电感的采样电流ilms。

在一个实施例中，主开关管s1和钳位开关管s2均为n沟道mos管(n沟道金属氧化物半导体场效应管)，励磁电感电流采样电路40是连接主开关管s1的源端，对源端进行采样；驱动模块50是控制主开关管s1和钳位开关管s2的栅极。在一个实施例中，主开关管s1和钳位开关管s2都是功率管。

在一个实施例中，驱动模块50是非隔离式栅极驱动器。

在一个实施例中，原边调节有源钳位反激变换器的控制系统还包括加法器，通过加法器对峰值电流差值ilrs和补偿电流ic进行叠加，加法器的输出端连接比较器130的第一输入端。

在图1所示的实施例中，峰值电流差值模块120、误差补偿器110及比较器130集成在微控制器(mcu)10中。采用微控制器实现数字环路控制，能够节省外部元器件的数量和体积。在一个实施例中，峰值电流差值模块120、误差补偿器110及比较器130均由数字算法实现，实现了峰值电流模的数字环路控制。

图2是另一个实施例中原边调节有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图，其与图1所示实施例的主要区别在于，峰值电流差值模块包括寄存器124和峰值电流差值处理模块122。寄存器124用于存储峰值电流采样电路30采集到的电流峰值，峰值电流差值处理模块122根据寄存器124存储的电流峰值，计算得到谐振电感lr的峰值电流相对于前一时刻的变化量，并作为峰值电流差值ilrs输出。

图4是一实施例中负载切换过程各个电路的信号波形图。其中io为副边侧的输出电流。

本发明还提供一种原边调节有源钳位反激变换器的控制方法。图3是一实施例中原边调节有源钳位反激变换器的控制方法的流程图，包括下列步骤：

s312，对辅助绕组的电压进行采样。

可以通过辅助绕组采样电路对辅助绕组的电压进行采样。

s314，对谐振电感的电流进行采样。

可以通过峰值电流采样电路采集谐振电感lr中流过的电流ilr的峰值。

s316，对励磁电感的电流进行采样。

可以通过励磁电感电流采样电路对励磁电感lm的电流进行采样，得到采样电流ilms。

s322，通过误差补偿器将采样得到的辅助绕组的电压与参考电压比较并进行误差补偿，得到补偿电流。

将辅助绕组采样电路采样得到的vos输入误差补偿器的第一输入端，预设的参考电压vref输入误差补偿器的第二输入端，误差补偿器将辅助绕组采样电路采样到的电压vos与参考电压vref比较并进行误差补偿，输出补偿电流ic。在一个实施例中，误差补偿器可以是由数字算法实现。

s324，将谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量作为峰值电流差值。

根据谐振电感的电流采样结果，得到谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量，作为峰值电流差值ilrs。

s330，将峰值电流差值和补偿电流叠加后输入比较器的第一输入端，励磁电感的电流输入比较器的第二输入端。

比较器的第一输入端输入峰值电流差值ilrs和补偿电流ic的叠加信号ipeak，第二输入端输入采样电流ilms。在一个实施例中，比较器可以是由数字算法实现。

s340，驱动模块根据比较器的输出对主开关管和钳位开关管进行开关控制。

在一个实施例中，可以采用峰值电流模控制的方式对主开关管s1和钳位开关管s2进行控制。例如，峰值电流差值ilrs从比较器的负输入端输入、叠加信号ipeak从比较器的正输入端输入，当驱动模块检测到比较器的输出电平信号由高到低变化时，主开关管s1关断；在一个周期中，钳位开关管s2具有与主开关管s1互补的控制端驱动信号，据此在主开关管s1和钳位开关管s2之间插入合适的死区时间后，可以控制钳位开关管s2的开通和关断。

上述原边调节有源钳位反激变换器的控制方法，在变压器副边侧的负载发生变化时，谐振电感中流过的电流会随着负载的变化而变化，通过峰值电流采样电路采集谐振电感中流过电流的峰值，就可以得知负载变化的方向。将峰值电流差值ilrs与误差补偿器的输出的补偿电流ic叠加形成控制信号ipeak输入比较器，驱动模块的输入就能够更快地跟随负载变化，从而加快了有源钳位反激变换器的负载调整速度。

在一个实施例中，步骤s324包括：

通过寄存器存储谐振电感的电流采样结果。

根据寄存器存储的电流峰值，得到谐振电感的峰值电流相对于前一时刻的变化量。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。