BoostAC-DC恒压电源的数字控制方法与流程

本发明公开了boostac-dc恒压电源的数字控制方法，涉及基于boost拓扑的pfc变换器的数字控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。

背景技术：

当今社会，随着有关pf指标的规范的出台，越来越多的电源采用功率因数矫正(powerfactorcorrection,pfc)技术。相信随着时代的发展，人们对电网的纯净度要求越来越高，随之也将对功率因数的要求越来越高，乃至现在没有规范的低功率应用场合也将对功率因数提出一定的要求。

pfc可以分为有源pfc和无源pfc。无源pfc是利用电感和电容构成滤波网络来进行功率因数矫正。有源pfc是利用专门的功率因数矫正电路来控制主拓扑中功率开关管的通断，从而使得输入电流跟随输入电压，达到矫正功率因数的目的。有源pfc相比于无源pfc具有pf高、体积小以及输出恒定且可调等优点，所以，电源中多使用有源pfc。boost拓扑结构的有源pfc由于其结构简单、输入电流等于电感电流、变换器效率较高等优点成为了功率功率因数校正场合最常用的pfc，boost拓扑结构的有源pfc按照电感电流导通模式可分为连续导通模式(continuousconductionmode,ccm)、非连续导通模式(discontinuousconductionmode,dcm)和临界导通模式(criticalconductionmode,crm)。

数字控制技术具有很多优点：(1)数字芯片内部集成了控制所必须的外围设备，简化了电路；(2)易于实现控制算法，提高控制性能；(3)易于实验监控，方便维护和升级；(4)提高了系统的抗干扰性和可靠性。

boostac-dc恒压电源的性能指标对其系统而言显得尤为重要，其直接影响着系统的稳定性和可靠性，因此对boostac-dc恒压电源的性能指标有很高的要求，必须满足快速动态响应、高功率因数和低纹波等要求。

平均电流控制等pfc控制方案存在结构较为复杂、运算量较大、不易实现、占用较多资源的缺陷。boostpfc变换器常使用的电压电流双闭环结构具有动态响应性能较差的特点，自适应算法、负载电流注入、反馈线性化控制、矢量旋转法和数字倍压控制等控制算法虽然能够提高动态响应但存在算法复杂、不易实现、设计成本高的缺陷。通过搭建去波纹电路或使用专门的去波纹芯片降低输出电压波纹存在系统复杂、成本高的缺陷。

本申请旨在通过一种数字控制方式提高boostac-dc恒压电源功率因数的同时使得系统快速动态响并降低输出电压纹波。

技术实现要素：

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了boostac-dc恒压电源的数字控制方法，以简单的结构和较低的成本提高功率因数的同时实现了系统的快速动态响应和低纹波输出，解决了现有有源pfc控制方案需要通过复杂的结构和算法提升动态响应性能并降低输出波纹的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

boostac-dc恒压电源包括：主拓扑、adc模块和数字控制器三个部分，主拓扑和adc模块绘制成pcb板，数字控制器通过fpga实现，数字控制器主要包括：预测模块、pi控制模块、电流控制模块、三角波pwm模块和软启动模块。

adc模块采样boostpfc变换器的输入电压、电感电流、输出电压和输出电流并将采样的信号输入预测模块，预测模块通过当前开关周期的输入电压、电感电流、输出电压、输出电流以及当前开关周期的占空比可以预测得到下个开关周期的电感电流和输出电压。

预测模块将预测到的下个开关周期的输出电压和接收到的当前开关周期的输出电压输入pi控制模块，pi控制模块基于输出电压参考量得到下个开关周期的控制变量，用于控制输出电压稳定在一个参考值。

为了实现输入电流跟随输入电压，采用了一种简化的电流控制算法，将pi控制模块得到的下个开关周期的控制量和预测模块得到的下个开关周期的电感电流输入电流控制模块，可以计算得到下个开关周期的占空比，从而控制输入电流跟随输入电压，实现高功率因数。

三角波pwm模块可以根据占空比信号控制产生相对应的方波信号从而控制boostpfc变换器功率开关管的导通和关断，三角波pwm是一种将开关导通时间等分为两段置于开关周期之初与结尾的控制方式，通过设计计数器可以实现这种控制。

系统刚运行的一段时间内，由于采样电路还未正常工作，采集的数据并不能准确体现实际的电压电流信息，所以需要添加一个软启动模块作为恒压控制前的缓冲，当系统上电稳定且满足恒压控制的条件后，才能从软启动工作状态转换为恒压控制。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本申请提出的数字控制方法在考虑当前占空比下开关管导通和关断状态下的电感电流增量以及当前周期占空比下开关管导通和关断状态下的输出电压增量后预测输出电压和电感电流在下一开关周期的数值，对电感电流和输出电压的预测值进行pi调节后得到下个开关周期的控制变量，依据下个开关周期的控制变量进而预测出下一开关周期的占空比信号，相较于需要根据当前开关周期采样电压及电流获取当前开关周期占空比的现有占空比计算方法而言，本申请提出的数字控制方法能够完全消除adc采样延时和计算占空比延时所产生的影响，从而提高了整个系统的动态响应性能，相较于平均电流控制算法，以一种较为简单的数字控制方法实现了输入电流跟随输入电压，从而提高系统的功率因数。

(2)三角波pwm控制方式有利于获取开关周期电感电流的平均值，减小预测误差，提高adc采样精度，从而降低系统输出电压纹波。

(3)本申请还提出了一种数字软启动方法，相比于模拟方式的软启动控制，数字软启动不需要添加额外的电路，提高了系统利用率，使得系统可以平稳启动，并防止了系统在启动时出现过冲现象。

附图说明

图1为boost型ac-dc恒压电源的系统框图。

图2为预测消除延时影响的示意图。

图3为预测模块的算法流程图。

图4为pi控制模块的算法流程图。

图5为电流跟随电压的示意图。

图6为电流控制模块的算法流程图。

图7为三角波pwm模块控制方式的示意图。

图8为三角波pwm流程图。

图9为软启动模块的工作示意图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

本发明公开的boost型ac-dc恒压电源的数字控制系统如图1所示，主要包含三个部分，主拓扑电路(boostpfc变换器)、adc模块和数字控制器。主拓扑电路的中使用的功率开关管需要选取合适芯片，电感电容采用分类器件，从而通过pcb板将主拓扑设计成为独立的模块；设计中需要选用合适adc芯片，共需要4块，同样使用pcb板单独设计；数字控制器主要包括预测模块、pi控制模块、电流控制模块、三角波pwm模块和软启动模块，数字控制器部分的各个模块用verilog语言描述并最终下载到fpga开发板中。

在一个开关周期内，对电感和电容分别有如下公式：

在一个开关周期内对式(1)、(2)分别进行先积分后离散化的处理，如果已知第k个开关周期的输入电压、输出电压、电感电流和输出电流(初始时刻)，就可以预测出下一个开关周期的电感电流和输出电压(初始时刻)，预测规则描述如下：

为了减少误差，用电感电流平均值iav[k]代替il[k]，因此：

预测算法可以消除adc采样和计算占空比延时的影响，从而提高动态响应性能，具体过程参看图2，其中，d为实际占空比，dp为经过预测算法、pi算法、电流控制算法后所获得的预测占空比，它相比于采样时刻晚两个延时，分别为adc采样延时和计算占空比延时，第k个开关周期所计算到的预测占空比是第k+1个开关周期的实际占空比。

预测模块的算法流程如图3所示，首先，将adc采样到的数据转化为符号数，然后，判断软启动恒压控制信号soft_start是否为0，为0则保持软启动，为1则进行预测，预测结果经过限幅处理后输出。

数字pi控制器的递推关系式为：

u(k)＝u(k-1)+ae(k)-be(k-1)(6)，

其中，a＝kp+kit，b＝kp，kp＝kpi，ki＝kpi/tpi，kpi为比例常数，tpi为时间常数，u(k-1)、u(k)分别为第k-1个开关周期、第k个开关周期的控制变量，e(k-1)、e(k)分别为第k-1个开关周期、第k个开关周期的输出电压与输出电压参考值的差值，kp为比列系数，ki为积分系数，t为开关周期。

pi控制器的传递函数为：

对于整个系统去掉pi控制器的开环传递函数为：

其中，电感电流采样电阻为rs，参数mg＝vgm/vo。对gv和tv有如下公式：

为了补偿1+stv处的极点，取tpi＝tv，比例常数有如下公式：

较高的带宽可以获得更好的动态性能，但是这会增加vm的纹波，进而增加输入电流的畸变率，带宽与电流总谐波畸变率满足如下公式：

根据总谐波畸变率的要求，选取合适的fbw，带入公式(11)可得kpi，然后可得kp，ki。

pi算法流程如图4所示，首先，输入当前开关周期的输出电压和预测模块得到的下个开关周期的输出电压，然后，判断软启动恒压控制信号soft_start是否为0，为0则保持软启动，为1则进行pi运算，最终输出一个开关周期的控制变量u3。

电流控制模块的目的是使输入电流跟随输入电压，参看图5。如果电流跟随电压，则有：

vin＝ilre(13)，

变换器主拓扑工作在ccm模式，所以有：

vin＝v0(1-d)(14)，

由上面两式可得：

ilre＝v0(1-d)(15)，

由vm＝(v0*rs)/re，可得：

rs是电感电流采样电阻，vm是电压控制环的输出，即，pi控制模块预测的下一个开关周期的控制变量，上式在数字离散域可以修正为：

电流控制算法的流程如图6所示，首先，输入预测模块得到的il[k+1]与pi控制模块得到的vm[k+1]，然后，带入占空比计算公式即可得到d[k+1]。

三角波pwm控制方式如图7所示，ton为开关信号，il[t]为单个开关周期内电感电流波形，在第n个开关周期ts内，功率管在开关周期初始时刻即t＝t1时刻保持开启；在t＝t1～t2时间段内，电感电流以为斜率处于上升状态；功率管q在t＝t2时刻关断并一直保持到t＝t4时刻；在t＝t2～t4时间段内，电感电流以为斜率处于下降状态；功率管q在t＝t4时刻再次开启并一直保持到t＝t5时刻即此开关周期结束时刻；在t＝t4～t时间段内，电感电流以为斜率处于上升状态；从下个开关周期ts来临时刻t＝t5时刻起电感电流又重复上述过程，在单个开关周期中功率管前后两段开启的时间是相等的，上升斜率是一致的，由几何知识可得h[t]与il[t]的交点时刻，即t3时刻即为整个开关周期的中间时刻。在该开关周期内，f[t]、h[t]和il[t]分别对时间t积分，由几何知识可知其结果相等，所以f[t]为电感电流在整个开关周期内的平均值，而f[t]为电感电流il[t]在开关周期中间时刻t3的值，数字化后即为iav[k]，用它来代替公式(4)中的il[k]得到公式(5)，这样可以提高电感电流的采样精度，降低输出电压纹波，减小预测算法误差。

三角波pwm模块生成方波的流程如图8所示，首先，输入复位信号rst、软启动恒压控制信号soft_start和占空比信号d，rst复位信号有效，系统开始工作，然后，判断soft_start是否为0，为0则系统进入软启动，为1则系统进入恒压控制模式，由占空比信号d按三角波pwm的方式控制产生ton。

系统刚运行的一段时间内，由于采样电路还未正常工作，采集的数据并不能准确体现实际的电压电流信息，所以需要添加一个软启动电路作为恒压控制前的缓冲，当系统上电稳定且满足恒压控制的条件后，才能从软启动工作状态转换为恒压控制模式。相比于模拟方式的软启动控制，数字方式的软启动在没有添加额外电路的情况下提高了系统的利用率。

软启动模块的工作过程如图9所示，其主要是将adc采样到的输出电压信号传递到控制器中，并在每个开关周期比较采集到的输出电压信号与输出电压参考值，若输出电压采集值小于参考电压，软启动恒压控制信号soft_start始终保持为0，若输出电压采集值大于参考电压则置软启动恒压控制信号soft_start为1。当soft_start为0时，软启动占空比控制信号on_ref每隔100个开关周期加1，此时，开关信号ton受on_ref控制，on_ref保持不变直到soft_start跳变为1，系统在soft_start为1时进入恒压工作模式，开关信号ton受占空比信号d控制。