混合开关电容器转换器的轻载效率改进的制作方法

本说明书一般涉及功率转换器系统，更具体地，涉及混合开关电容器转换器的轻载效率改进。

背景技术：

功率转换器用于将具有一个电压电平(例如，12v)的电功率转换为具有不同电压电平(例如，3v)的电功率。功率转换器还可用于将具有一种类型(例如，交流(ac)功率)的功率转换为具有不同类型(例如，直流(dc)功率)的功率。开关模式功率转换器因其高效率而被广泛使用。

发明概述

本公开内容提供了减轻轻载电流切换损耗的影响(即，在轻载电流时提高效率)而不影响重负载电流的效率，从而在整个负载范围内产生高效率。在一些方面中，本主题技术减少了较低负载电流下的切换损耗，同时保持了开关电容器转换器电路的切换频率。例如，控制电路耦合到开关电容器转换器电路，并且被配置为测量混合开关电容器转换器电路的输出处的负载电流。控制电路还被配置为将测量的负载电流与一个或多个预定阈值进行比较。控制电路被配置成将第一电压驱动到第二组晶体管，该第二组晶体管周期性地接通第二组晶体管以在降压阶段模式期间调节输出。控制电路还被配置为向第一组晶体管驱动第二电压，该第二电压在第二组晶体管基于比较切换时断开第一组晶体管一个或多个切换周期。

根据本公开的实施方案，一种用于降低输出电压调节中的切换损耗的设备包括：开关电容器转换器电路，包括第一组晶体管和第二组晶体管；和耦合所述开关电容器转换器电路的控制电路。在一些方面中，控制电路被配置为在所述开关电容器转换器电路的降压阶段期间，根据切换方案周期性地将所述第一和第二组晶体管彼此相反地接通和断开，以在所述开关电容器转换器电路的输出端提供负载电流。控制电路被配置为测量在所述开关电容器转换器电路的输出端的负载电流。控制电路被配置为在所述降压阶段期间，响应于并且当测量的负载电流满足一组预定阈值的第一阈值时，将所述第一组晶体管周期性地断开第一切换周期期间，在该周期期间根据切换方案所述第二组晶体管周期性地接通和断开。控制电路被配置为响应于测量的负载电流满足该组预定阈值的第二阈值，根据切换方案恢复所述第一组晶体管的接通和断开。

根据本公开的实施方案，一种降低输出电压调节中的切换损耗的方法，包括：在开关电容器转换器电路的降压阶段期间，偏置所述开关电容器转换器电路的第一组晶体管和第二组晶体管，以根据切换方案周期性地将所述第一和第二组晶体管彼此相反地接通和断开，从而在所述开关电容器转换器电路的输出端提供负载电流。该方法包括：在所述开关电容器转换器电路的输出端测量负载电流。该方法包括：在所述降压阶段期间，偏置所述第一组晶体管以响应于并且当测量的负载电流满足一组预定阈值的第一阈值时，将所述第一组晶体管周期性地断开第一切换周期期间，在该周期期间根据切换方案所述第二组晶体管周期性地接通和断开。该方法包括：响应于测量的负载电流满足该组预定阈值的第二阈值，根据切换方案恢复将所述第一组晶体管接通和断开。

根据本公开的实施方案，一种用于降低输出电压调节中的切换损耗的系统，包括：构件，用于在开关电容器转换器电路的降压阶段期间，根据切换方案周期性地将第一组晶体管和第二组晶体管彼此相反地接通和断开，从而在所述开关电容器转换器电路的输出端提供负载电流。该系统包括：构件，用于在所述开关电容器转换器电路的输出端测量负载电流。该系统包括：构件，用于在所述降压阶段期间，响应于并且当测量的负载电流满足一组预定阈值的第一阈值时，将所述第一组晶体管周期性地断开第一切换周期期间，在该周期期间根据切换方案所述第二组晶体管周期性地接通和断开。该系统包括：构件，用于响应于测量的负载电流满足该组预定阈值的第二阈值，根据切换方案恢复将所述第一组晶体管接通和断开。

附图简述

在所附权利要求中阐述了本主题技术的某些特征。然而，出于解释的目的，在以下附图中阐述了本主题技术的若干实施例。

图1a示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器的示例的示意图。

图1b示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的第一操作阶段中的混合开关电容器转换器中的电流流动的示例的示意图。

图1c示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的第二操作阶段中的混合开关电容器转换器中的电流流动的示例的示意图。

图1d示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器的控制方案的时序波形图。

图1e示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器和传统降压变换器在不同负载电流下的效率比较的曲线图。

图1f示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器在不同输入电压下作为负载电流的函数的效率曲线的曲线图。

图2示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器的轻载效率改进的示例过程的流程图。

图3a示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器的常规强制连续导通模式的时序波形图。

图3b示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器的超级突发模式操作的强制连续导通模式操作的时序波形图。

图3c示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器的具有超级突发模式操作的脉冲跳跃模式操作的时序波形图。

图3d示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器的具有超级突发模式操作的突发模式操作的时序波形图。

图4示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于控制开关电容器转换器电路的控制电路的示例的示意图。

发明详述

以下阐述的详细描述旨在作为主题技术的各种配置的描述，并且不旨在表示可以实践主题技术的唯一配置。附图并入本文并构成详细描述的一部分。详细描述包括用于提供对主题技术的透彻理解的具体细节。然而，主题技术不限于本文阐述的具体细节，并且可以使用一个或多个实施方式来实践。在一个或多个实例中，结构和组件以框图形式示出，以避免模糊本主题技术的概念。

本公开提供了减轻轻负载电流下的切换损耗的影响(即，在轻负载电流下增加效率)而不影响重负载电流下的效率，从而在整个负载范围内产生高效率。因此，增加了超级突发模式。在此模式下(当负载电流较低时)，电荷泵晶体管(例如q1和q2)周期性地关断多个切换周期，在此期间，降压晶体管(例如q3和q4)继续周期性地接通和断开以调节输出电压。在降压阶段，cmid将是该稳压器的电源，如果cmid足够大且负载电流足够低，即使跳过一个或多个电荷泵阶段，该电容上的电压也不会显着下降。由于在超级突发模式期间驱动两个晶体管而不是四个晶体管，因此降低了切换损耗。

有许多方法可以实现超级突发模式，但结果是相同的，即在降压阶段模式期间偶尔跳过一些晶体管。例如，可以感测负载电流并用于确定进入或退出超级突发模式的条件，并且可以使用计数器来确定在执行电荷泵阶段之前要跳过多少个切换周期。当负载电流减小时，也可以增加跳过的切换周期数。代替电流，也可以使用反映负载电流的电压，例如误差放大器的补偿节点。如这里所使用的，术语“切换周期的周期”可以与术语“切换周期的数量”互换使用。在一些方面，在不脱离本公开的范围的情况下，“切换周期的周期”包括“切换周期的数量”。

在一些实施方式中，超级突发模式可以与转换器正在操作的其他各种模式连续地实现，例如，强制连续传导模式(或fccm)、脉冲跳过模式、不连续传导模式(或dcm)，和突发模式。

在一些实施方式中，一种用于降低输出电压调节中的切换损耗的设备包括：开关电容器转换器电路，包括第一组晶体管和第二组晶体管；和耦合所述开关电容器转换器电路的控制电路。在一些方面中，控制电路被配置为在所述开关电容器转换器电路的降压阶段期间，根据切换方案周期性地将所述第一和第二组晶体管彼此相反地接通和断开，以在所述开关电容器转换器电路的输出端提供负载电流。控制电路被配置为测量在所述开关电容器转换器电路的输出端的负载电流。控制电路被配置为在所述降压阶段期间，响应于并且当测量的负载电流满足一组预定阈值的第一阈值时，将所述第一组晶体管周期性地断开第一切换周期期间，在该周期期间根据切换方案所述第二组晶体管周期性地接通和断开。控制电路被配置为响应于测量的负载电流满足该组预定阈值的第二阈值，根据切换方案恢复所述第一组晶体管的接通和断开。

图1a示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器电路100的示例的示意图。然而，并非所有描绘的组件都可以使用，并且一个或多个实现可以包括图中未示出的附加组件。在不脱离本文所述的权利要求的精神或范围的情况下，可以对组件的布置和类型进行变化。可以提供附加组件、不同组件或更少组件。

如图1a所示，混合开关电容器转换器电路100用作开关电容器分压器转换器。在图1a中，晶体管q1至q4串联耦合，其中q2和q3与cfly并联耦合，q3和q4并联耦合到电容器cmid。电容器cmid116两端的电压用作降压阶段输入电压而不是输入电压vin117。输出电压vout120可以由节点sw3处的分压器提供，该分压器是晶体管q3和q4之间的电压的比率。输出电压vout可以由晶体管q3和晶体管q4的pwm占空比控制。

在图1a的示例中，仅作为示例而非通过限制的方式示出为金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)q1和q3(例如，111和113)的晶体管以与晶体管q2和q4互补的方式(例如，112和114)接通和断开，如图1b和1c所示。如图1b和1c所示，在稳态操作期间，晶体管q1-q4(111至114)被切换为循环充电和放电电容器115，有时称为快速电容器cfly和电容器116(例如，cmid)。

混合开关电容器转换器电路100具有从vin节点到vmid节点的2：1的电压比，如图1a所示。特别地，晶体管显示为以大约50％的占空比切换。但是，无论占空比如何，该电压比都设置为2：1。在图1a中，混合开关电容器转换器电路100的功率mosfet暴露于vin/2的电压应力，因为输入节点vin和地之间(通过晶体管q1和q3)的电容cfly和cmid的串联互连用于将输入电压除以2。在某些方面，只要开关阻抗相当低，当晶体管q1111和q3113导通时，电容器cfly115两端的电压(例如，vfly)和电容器cmid116两端的电压(例如，vmid)之和等于输入电压vin117。当晶体管q2112和q4114导通时，电容器cmid116两端的电压变得等于电容器cfly115两端的电压。在这方面，电容器cfly115两端的电压和电容器cmid116两端的电压各自等于vin/2。在一些方面，例如，通用混合开关电容器转换器可以更一般地具有不同的升压或降压比(例如，3：1比率、4：1比率、3：2比率、4：3比率等等)。

在一些方面，晶体管q3113和q4114的导通时间长度比改变输出电压vout120。例如，当晶体管q3113导通时，sw3处的节点等于电容器cmid116两端的电压(例如，vmid)。当晶体管q4114导通时，sw3的节点被拉到地(即0v)。在这方面，在节点sw3处观察到的波形是脉宽调制方波。电感器ls118和输出电容器122滤除输出信号的ac分量，并在输出电压120(例如，vout)处提供sw3节点的平均值。例如，当晶体管q3113接通50％时，输出电压120是vmid/2(或vin/4)。在另一示例中，当晶体管q3113接通25％时，输出电压120是vmid/4(或vin/8)。

混合开关电容器转换器电路100可以是以预定占空比运行的非调节开环转换器。在一些实施方式中，如果预期输出电压调节，则反馈控制器(未示出)可以监视输出电压vout的电平(例如，120)并且调节混合开关电容器转换器电路100的操作以维持期望的输出电压电平。

具体地，反馈控制器可以测量或感测输出节点处的输出电压电平vout，并且可以控制开关电容器转换器100中的晶体管的操作以将电压电平vout120调节在期望的电平。例如，反馈控制器可以控制哪些晶体管导通/截止，混合开关电容器转换器电路100的晶体管(例如，111-114)的开关占空比从而调节电压电平vout120。

在混合开关电容器转换器电路100的操作中，反馈控制器控制晶体管q1-q4的操作。在一些实施方式中，晶体管q1111和q3113一致地操作，并且晶体管q2和q4一致地操作。此外，晶体管q1111和q3113与晶体管q2和q4互补地操作，使得晶体管q1111和q3113通常不与晶体管q2112和q4114同时导通/导通。

在正常操作条件下，晶体管q1111和q3113导通，而晶体管q2112和q4114截止，反之亦然。晶体管q1-q4的切换是电荷泵动作，其在电容器cmid116上产生大约vin/2的电压。晶体管q3113和q4114的切换类似于传统的降压转换器并且通过控制其占空比，输出将被调节，不同之处在于该降压输入电压由电容器cmid116而不是输入电压vin117提供。因此，晶体管q1、q3(例如，111、113)的占空比由等式1给出：

占空比，

以这种方式，在一个示例中，晶体管q1111和q3113在第一操作阶段期间闭合，而晶体管q2112和q4114断开。反过来，在第二操作阶段期间，晶体管q1111和q3113断开而晶体管q2112和q4114闭合。在该示例中，混合开关电容器转换器电路100可以在第一和第二操作阶段之间交替，并且反馈控制器可以改变第一和第二阶段的相对长度(例如，控制控制晶体管q1-q4的信号的脉冲宽度)以调节输出电压电平vout以达到(并保持)特定电压。在第一操作阶段期间，电容器cfly和cmid通过闭合晶体管q1111和q3113串联耦合在vin和地之间，并且电容器由电压vin充电。在该操作阶段中，电容器cfly和cmid共用的开关节点sw2因此可以被充电到大约vin/2的电压。反过来，在第二操作阶段期间，电容器cfly和cmid彼此并联耦合，并且开关节点sw3通过开关q4接通地电压。

在导通晶体管q2112和q4114之前，晶体管q1111和q3113导通。在这方面，节点sw1被拉至输入电压vin117，并且节点sw2被上拉至电容器cmid116两端的电压(例如，vmid)。在晶体管q1111和q3113截止之后，晶体管q2112和q4114接通。在这方面，电容器cfly115和cmid116并联连接，并且它们之间的电压相同。

图1b示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的第一操作阶段中的混合开关电容器转换器电路100中的电流流动的示例的示意图。在图1b的示例中，当晶体管q1111和q3113导通时，电容器cfly115和cmid116有效地串联连接，从而将cfly115和cmid116充电到大约vin/2。首先在启动时通过输入电压vin对电容器cfly115和cmid116充电，其中cfly115和cmid116的节点上的电压为vin/2。晶体管q1-q4(111至114)也可以在封装外部以适应更高的电流。输入电压vin117直接连接到晶体管q1(111)的第一端，其中电容器-cfly115在其导通时通过晶体管q1(111)连接到vin117。

图1c示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的第二操作阶段中的混合开关电容器转换器中的电流流动的示例的示意图。在图1c的示例中，当晶体管q2112和q4114接通时，电容器cfly115和cmid116并联耦合。这种布置迫使电容器cfly115和cmid116两端的电压在大约vin/2处基本相似。

图1d示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器的控制方案的时序波形图。如图1d所示，第一时序波形描绘第一晶体管(例如，q1111)的栅极-源极电压响应，第二时序波形描绘第二晶体管(例如，q2112)的栅极-源极电压响应，第三时序波形描绘第三晶体管(例如，q3113)的栅极-源极电压响应，第四时序波形描绘第四晶体管(例如，q4114)的栅极-源极电压响应。如这里所使用的，术语“时钟周期”指的是振荡器的两个相邻脉冲之间的时间周期，并且一个时钟周期由两个间隔组成：周期的第一间隔和第一个间隔之后的周期的第二个间隔。在第一间隔中，晶体管q1和q3的第一脉冲为高(或从低到高的转变)，而晶体管q2和q4的第一脉冲为低(或从高到低的转变)。相反，在第二间隔中，晶体管q2和q4的第二脉冲为高，而晶体管q1和q3的第二脉冲为低。

在开关电容器转换器电路100的电荷泵阶段模式期间的时钟周期的第一间隔中，晶体管q1和q2(例如，111、112)彼此互补地操作。在该第一间隔中，晶体管q1111被充电到栅极-源极电压，该栅极-源极电压导通晶体管q1111一个时钟周期。在相同的持续时间期间，在降压阶段模式中，晶体管q3113被充电到栅极-源极电压，其导通晶体管q3113并与晶体管q1111一致地操作一个时钟周期以调节输出电压vout120。

在电荷泵阶段模式期间的时钟周期的第二间隔中，晶体管q2112被充电到栅极-源极电压，其导通晶体管q2112一个时钟周期。在相同的持续时间期间，在降压阶段模式中，晶体管q4114被充电到栅极-源极电压，其导通晶体管q4114并与晶体管q2112一致地操作一个时钟周期以调节输出电压vout120。在第二个间隔中，由于晶体管q1111和晶体管q3113一致地操作并且与晶体管q2112和q4114互补地操作，所以在该时钟周期持续时间期间晶体管q1111和q3113都截止。在一些实施方式中，占空比控制输出电压vout120。占空比可以被定义为两个相邻间隔中的一个与时钟周期的比率(例如，占空比＝第一间隔/时钟周期)。在这方面，输出电压vout120可以被定义为电容器cmid116两端的电压(例如，vmid)与占空比(例如，vout＝vmid*duty_cycle)的乘积。

图1e示出了曲线图150，其描绘了根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器和传统降压变换器在不同负载电流下的效率比较。在图1e中，示出了传统降压转换器和混合开关电容器转换器电路100之间的性能比较。在一些方面，传统降压转换器以大约125khz的切换频率操作，而混合开关电容器转换器电路100以大约500khz的切换频率操作。曲线图150假设向转换器提供48v的输入电压并产生12v的降压输出电压，然而，在不脱离本公开的范围的情况下，其他输入电压和输出电压可以应用于该示例。

注意，在大于10安培(a)的负载电流下，两个转换器具有几乎相同的效率，尽管混合开关电容器转换器电路100以比传统降压转换器快4倍的速度运行。混合开关电容器转换器电路100的拓扑允许其以比传统降压转换器更高的切换频率进行切换，在重负载下具有相当的效率。由于混合开关电容器转换器电路100以更高的频率运行，在不牺牲转换效率的情况下，功率密度和瞬态响应比传统降压转换器更有利。然而，在低于10a的负载电流下，混合开关电容器转换器电路100的性能开始受到更高的开关损耗，因为它的开关速度提高了四倍(4倍)，并且有四个晶体管要驱动而不是两个晶体管(类似于传统的降压转换器)。

图1f示出了曲线160，其描绘了根据本主题技术的一个或多个实施方式的示例性混合开关电容器转换器电路在不同输入电压下作为负载电流的函数的效率曲线。如图1f所示，在低负载电流(例如，小于10a)下，随着输入电压的增加，效率会急剧下降，这表明开关损耗是混合开关电容器转换器电路100总损耗的主要贡献。

例如，当输出负载电流为10a时，输入电压为34v的混合开关电容器转换器电路100的效率在95％至96％的范围内，而输入电压为54v的效率在相同的输出负载电流下约为93％。这相当于两个不同输入电压之间的效率降低约2-3个百分点。当输入电压为70v时，效率下降更为突出，当输出负载电流为10a时，效率降低至约88％(或与34v输入电压效率曲线相比减少18％)。在负载电流约为2a时效率下降甚至更陡，其中34v输入电压的效率约为89％(与10a负载电流相比减少约17％)。当向混合开关电容器转换器电路100施加70v的输入电压时，在2a的负载电流下效率降至80％以下。

开关损耗增加的部分原因是混合开关电容器转换器电路100的拓扑结构驱动四个晶体管而不是两个晶体管。因此，本发明通过向混合开关电容器转换器电路100的操作添加“超级突发模式”来提供在轻负载电流(例如，0.1a至10a的范围)下的效率。在该模式中，晶体管q1111和q2112周期性地关断一个或多个切换周期，而晶体管q3113和q4114继续工作以在负载电流较轻时调节输出电压。由于现在驱动两个晶体管而不是四个晶体管，因此降低了开关损耗。在降压阶段期间，电容器cmid115可以是该调节器的电源，并且如果电容器cmid115足够大并且负载电流足够低，则即使跳过一个或多个电荷泵阶段，该电容器两端的电压也不会下降太多。由于晶体管q3113和q4114继续正常工作，输出电压纹波、控制环路小信号特性和动态负载瞬态响应性能保持不变。这使得进入/退出“超级突发模式”干净利落。“超级突发模式”可以在混合开关电容器转换器电路100运行的各种其他模式之上实现。

图2示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器的轻载效率改进的示例性过程200的流程图。进一步出于解释的目的，顺序过程200的块在本文中描述为串行或线性发生。然而，过程200的多个块可以并行发生。另外，不需要以所示顺序执行过程200的块和/或不需要执行过程200的一个或多个块。

过程200在步骤201开始，其中在开关电容器转换器电路100的降压阶段模式中在开关电容器转换器电路(例如，100)的输出(例如，120)处测量负载电流。在步骤202，开关电容器转换器电路100的第二组晶体管被偏置到第一电压，该第一电压周期性地导通第二组晶体管以调节输出电压。接下来，在步骤203，将测量的负载电流与一个或多个预定阈值进行比较。

随后，在步骤204，确定测量的负载电流是否超过一个或多个预定阈值的第一预定阈值。如果确定测量的负载电流超过第一预定阈值，则过程200前进到步骤206。否则，过程200前进到步骤205，其中开关电容器转换器电路100的第一组晶体管被偏置到第二电压，该第二电压在第一数量的切换周期内关断第一组晶体管，而第二组晶体管导通以执行降压阶段模式。在步骤205完成时，过程200返回到步骤201。

在步骤206，确定测量的负载电流是否超过一个或多个预定阈值的第二预定阈值。如果确定测量的负载电流超过第二预定阈值，则过程200前进到步骤208。否则，过程200前进到步骤207，其中第一组晶体管被偏置到第二电压，该第二电压在第二数量的切换周期内关闭第一组晶体管，而第二组晶体管开启。在某些方面，第二数量的切换周期小于第一数量的切换周期。例如，第二预定阈值可以对应于8a的负载电流，其中第二数量的切换周期表示2个切换周期，而如果第一预定阈值对应于2a的负载电流，则第一数量的切换周期表示8个切换周期。在步骤207完成时，过程200返回到步骤201。

在步骤208，第一组晶体管被偏置到第一电压，该第一电压在开关电容器转换器电路100的电荷泵阶段模式期间与第二组晶体管同时导通第一组晶体管。

在一些实施方式中，过程200包括用于在一个或多个切换周期结束时从降压阶段模式转换到开关电容器转换器电路的电荷泵阶段模式的步骤，用于在一个或多个切换周期之后的至少一个切换周期。过程200还包括用第四栅极信号将第一组晶体管偏置到第一电压的步骤，该第四栅极信号使第一组晶体管在电荷泵阶段模式期间周期性地导通。在一些方面，在电荷泵阶段模式期间，第一组晶体管和第二组晶体管同时且周期性地导通。

在一些实施方式中，过程200包括用于在电荷泵阶段模式结束时从电荷泵阶段模式转换到降压阶段模式的步骤。过程200还包括用第五栅极信号将第一组晶体管偏置到第二电压的步骤，该第五栅极信号基于在电荷泵阶段模式结束时测量的负载电流不超过一个或多个预定阈值的确定，使得第一组晶体管在降压阶段模式中关闭一个或多个切换周期。

在一些实施方式中，过程200包括用于将给定的测量的负载电流映射到多少个连续切换周期的预定计数以在执行电荷泵阶段模式之前跳过接通第一组晶体管的步骤。在一些实施方式中，计数操作是预定的，并且计数值可以存储在查找表中，其中值由相应的阈值索引。计数的切换周期数可以基于哪个预定电流阈值更好地对应于测量的负载电流。在一个示例中，对应于10a的负载电流的第一阈值可以表示零切换周期的计数。在另一个例子中，对应于6a的负载电流的第二阈值可以表示四个切换周期的计数。在又一示例中，对应于2a的负载电流的第三阈值可表示八个切换周期的计数。在这方面，随着负载电流减小，切换周期的数量增加。例如，如果测量的负载电流是6a，那么第一组晶体管将关闭由对应于6a的预定阈值表示的切换周期的数量(例如，四个切换周期)。在另一个例子中，如果测量的负载电流是5a，则测量的负载电流落在表示不同切换周期计数的两个预定阈值之间。在该示例中，测量的负载电流不超过对应于6a的阈值，则第一组晶体管将关闭由对应于2a的预定阈值表示的切换周期的数量(例如，八个切换周期)。在不脱离本公开的范围的情况下，预定阈值的数量可以根据实现而变化。

过程200还包括产生识别切换周期数的计数信号的步骤。过程200还包括用于基于计数信号调整来自振荡器的时钟信号的步骤。过程200还包括用于利用调整后的时钟信号产生栅极信号的步骤。过程200还包括将栅极信号发送到第一组晶体管的步骤，该第一组晶体管关闭切换周期数的第一组晶体管。

图3a示出了描绘根据本主题技术的一个或多个实施方式的混合开关电容器转换器电路100的常规强制连续导通模式的时序波形图。在力连续导通模式中，晶体管q1111、q3113和q2112、q4114在每个切换周期导通和截止时保持输出电压调节，同时确保恒定的切换频率。在图3a中，在没有实现超级突发模式的情况下执行混合开关电容器转换器电路100的切换。如图3a所示，输出负载电流在时间t0和t1之间以及在时间t2之后是低的。

图3b示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的描绘用于混合开关电容器转换器电路100的超突发模式操作的强制连续导通模式操作的时序波形图。当在轻负载电流下进入超级突发模式时，每隔一个切换周期或更长时间进入电荷泵阶段模式。在图3b中，在进入下一个电荷泵阶段模式之前，晶体管q1111(图示为波形vgs1)和q2112(图示为波形vgs2)被关断多个连续的切换周期。例如，示出了晶体管q1111和q2112每隔4个切换周期导通(用于电荷泵阶段模式)。在一些方面，例如，如果测量输出负载电流较低，则晶体管q1111和q2112可以每隔8个切换周期导通。随着负载电流减小，晶体管q1111和q2不周期性地切换的时段变长。晶体管q3113(图示为波形vgs3)和q4114(图示为波形vgs4)保持以恒定切换频率的切换，作为开关电容器转换器电路100的降压阶段的一部分。

如图3b所示，输出负载电流在时间t0和t1之间以及在时间t2之后是低的。响应于测量的输出负载电流低，在时间t0和t1之间以及在时间t2之后进入超级突发模式。例如，晶体管q1111和q2112的栅极通过用电压驱动而置于超级突发模式，该电压基于特定的预定阈值(其表示特定计数的切换周期数)，使得晶体管q1111和q2112关断多个切换周期。在这两个图(例如，图3a和3b)上还示出了对负载步骤的响应(在时间t1和t2)。可以看出，响应是相同的，表明超级突发模式对从轻载到重载以及从重载到轻载的响应没有影响。

图3c示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器电路100的具有超级突发模式操作的脉冲跳过模式操作的时序波形图。在具有脉冲跳过模式的混合开关电容器转换器电路100中，超级突发模式可以覆盖在脉冲跳过模式之上。该想法是相同的，即在每隔一个或多个切换周期中进入一次电荷泵阶段。图3c示出了混合开关电容器转换器电路100在轻负载下的开关波形及其负载阶跃响应。在时间t1之前和时间t2之后，输出负载电流很轻，并且该示例再次示出了每隔4个切换周期输入电荷泵阶段模式(由波形vgs1和vgs2示出)。特别地，在时间t0和t1之间进入超级突发模式，然后在时间t1和t2之间进入正常模式操作(例如，fccm)，之后在时间t2和时间t3之间进入脉冲跳过模式，并且在时间t3之后再次进入超级突发模式。再次进入或退出超级突发模式是无缝的。

图3d示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于混合开关电容器转换器电路100的具有超级突发模式操作的突发模式操作的时序波形图。当晶体管q3113和q4114正在跳过切换周期以进一步降低轻负载时的切换损耗时，执行突发模式操作，但这是以维持恒定切换频率为代价的。根据测量的负载电流，通过比晶体管q3113和q4114更不频繁地切换晶体管q1111和q2112，可以将超级突发模式结合到突发模式中。例如，晶体管q1111和q2112的切换周期的周期可以大于晶体管q3113和q4114的切换周期的周期，其中晶体管q1111和q2112在每8个切换周期之后导通，晶体管q3113和q4114在每4个切换周期后导通。换句话说，电荷泵阶段模式不经常进入(例如，当晶体管q1和q2导通时)，并且波形vgs1和vgs2表明在晶体管q3113的每4个切换周期之后进入超级突发模式(如波形vgs3所示)。

图4示出了根据本主题技术的一个或多个实施方式的用于控制开关电容器转换器电路的控制电路400的示例的示意图。然而，并非所有描绘的组件都可以使用，并且一个或多个实现可以包括图中未示出的附加组件。在不脱离本文所述的权利要求的精神或范围的情况下，可以对组件的布置和类型进行变化。可以提供附加组件、不同组件或更少组件。

控制电路400包括电流监控电路402、计数查找404、时钟门电路406、电路元件408和驱动器410。电流监控电路402被配置为测量输出负载电流。计数查找404被配置为接收测量的负载电流信号作为来自电流监控电路402的输入，并将测量的负载电流信号与一个或多个预定阈值进行比较。对于给定的测量的负载电流，预定阈值中的每一个对应于要跳过多少个连续切换周期(或者保持关闭的连续切换周期的数量)的预定计数。计数查找404在从电流监控电路402接收到测量的负载电流信号时执行阈值比较和查找。取决于测量的负载电流是对应于(或匹配)特定阈值还是落在两个阈值之间(其中选择测量的负载电流超过的阈值)，则计数查找404发出计数信号，该计数信号识别对应于特定阈值的切换周期的数量。电路元件408可以是逻辑门(例如，and、nor、xor等)，其将时钟信号与计数信号组合，从而产生调整的时钟信号。经调整的时钟信号可以是振荡信号的形式，其占空比对于一个或多个切换周期具有off状态(或逻辑0)，这取决于计数的切换周期数和off状态之后的on状态(或逻辑1)。在一些方面，驱动器410是逆变器。在其他方面，驱动器410是非反相缓冲器。

在一些实施方案中，时钟门电路406包含电路元件408和驱动器410。在此方面，时钟门电路406可被配置为基于计数信号调整时钟信号，利用调整后的时钟信号产生栅极信号，并将具有第二电压的栅极信号发送到第一组晶体管(例如，q1111和q2112)，该第一组晶体管关闭切换周期数的第一组晶体管。在一些实施方案中，时钟门电路406基于计数信号调整时钟信号的总线(例如，互补时钟信号)以产生经调整时钟信号的总线。该调整后的时钟信号总线然后由驱动器410驱动，作为用于互补切换的到第一组晶体管(例如，q1111和q3113)和第二组晶体管(例如，q2112和q4114)的栅极信号的总线。在一些实施方案中，可由电路元件406和驱动器410的单独实例单独地产生和驱动每一栅极信号。

在一些实施方案中，控制电路400包含误差放大器，其经配置以将对应于所测量的负载电流的输出电压与输入参考电压进行比较。在一些方面，误差放大器的反相输入被输入参考电压偏置，并且误差放大器的非反相输入被输出电压偏置。在一些方面，输入参考电压可以由与控制电路一起在芯片上的电压源提供，或者在其他方面位于芯片外(例如，不同的管芯)。输入参考电压可以表示混合开关电容器转换器电路100的理想(或预期)调节的输出电压。

提供先前的描述是为了使所属领域的技术人员能够实践本文中所描述的各种方面。对于本领域技术人员来说，对这些方面的各种修改是显而易见的，并且本文定义的一般原理可以应用于其他方面。因此，权利要求不旨在限于本文所示的方面，而是与符合语言权利要求的全部范围相一致，其中除非特别说明，对单数元素的引用并非旨在表示“一个且仅一个”，而是“一个或多个”。除非另外特别说明，否则术语“一些”是指一个或多个。男性中的代词(例如，他的)包括女性和中性(例如，她和它)，反之亦然。标题和副标题(如果有的话)仅用于方便，并不限制本主题公开。

谓词“被配置为”、“可操作地”和“被编程为”并不意味着对象的任何特定的有形或无形修改，而是旨在可互换地使用。例如，配置成监视和控制操作或组件的处理器还可以意味着处理器被编程为监视和控制操作，或者处理器可操作以监视和控制操作。同样地，被配置为执行代码的处理器可以被解释为被编程为执行代码或可操作以执行代码的处理器。

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