基于离散能量函数控制的车载充电机PFC变换器的非线性控制方法与流程

本发明涉及电能变换装置的功率因数校正技术，具体涉及一种基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的非线性控制方法。

背景技术：

车载充电机作为一种开关电源充电机，可以实现对电动汽车的充电。对它的研究主要是对充电技术和大功率开关电源的研究，而对于大功率开关电源的研究主要针对均流技术、pfc技术以及软开关技术进行研究。传统的车载充电机pfc电路采用boost电路，有开关器件损耗大、可靠性差等问题，且无法满足电动汽车充电机大功率和低纹波的要求，而经过改进设计的pfc在减少谐波电流含量的同时，进一步提高车载充电机的安全性；还可以扩大输入电压的范围，提高车载充电机的可靠性和灵活性。因此，pfc电路设计的好坏，对于车载充电机效率及其他性能的提高有着重要意义。

最优控制是现代控制理论的核心，其主要解决的问题是根据已经建立的被控对象的数学模型，选择一个可行的控制律，使得被控对象可以按照预定的要求运行，并使得给定的某一性能指标达到极小值或者极大值。该法最大的优点是可以提升动态性能，具有控制方法简单、动态响应快、控制精度高、鲁棒性强的特点。

传统电动汽车车载充电器的工作分为前级功率因数校正以及后级的dc/dc变换两个过程，前级在完成获取高功率因数的同时为后级电路提供恒定的直流电压；而后级输出适应于电池组电压、电流及功率。传统车载充电机pfc电压环路带宽低，存在动态响应缓慢的问题，且主电路输出电压易出现超调或欠调的技术不足。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有车载充电机功率因数校正技术的不足，提供一种基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的非线性控制方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的非线性控制方法，包括以下步骤：

步骤1，采样输入电压电流并检测峰值输入功率，根据峰值输入功率合成负载基准值和输入电流基准值；

步骤2，根据欧拉离散化方法建立交错并联pfcboost变换器的离散状态空间模型；

步骤3，根据离散能量函数最小化控制方法设计交错并联pfcboost变换器系统的离散能量函数控制器。

与现有技术相比，本发明的显著优点为：本发明的控制方法通过采用交错并联boost拓扑改善了传统车载充电机pfc的损耗问题，解决了传统车载充电机pfc电压环带宽过低所导致的动态响应缓慢的问题以及动态响应过程中直流母线电压超调和欠调的问题，提高了变换器的效率，具有较好的灵敏性和稳态输出特性。

附图说明

图1为本发明交错并联boostpfc主电路拓扑图。

图2为本发明基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器控制框图。

图3为峰值功率检测算法流程图。

图4为本发明方法的瞬时输入功率pin(t)的计算电路框图。

图5为本发明输入电压为90v时输入电流仿真波形图。

图6为本发明输入电压为220v时输入电流仿真波形图。

图7为负载满载切半载的输出电压仿真波形图。

图8为负载满载切半载的输入电流仿真波形图。

图9为负载半载切满载的输出电压仿真波形图。

图10为负载半载切满载的输入电流仿真波形图。

具体实施方式

一种基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的非线性控制方法，包括如下步骤，

将交错并联pfcboost变换器的输入功率表示为：

pin(t)＝vin(t)·iin(t)(1)

vin(t)为输入电压，iin(t)为输入电流；

假设电路达到稳定状态时输入功率因数为1，则其中：

vin(t)＝|vinsinωt|(2)

iin(t)＝iinsinωt(3)

其中ω为输入电压频率，vin为输入电压幅值，iin为输入电流幅值。

将输入功率参考值表示为：

其中，输出功率

通过检测到的峰值输入功率pin,pk(k)，合成负载基准值r和输入电流基准值iinref：

其中pin为输入电压有效值，vin,pk为输入电压峰值。

交错并联pfcboost变换器的状态方程为：

其中v0为输出电压，l1＝l2＝l为电感值，rl为电感等效电阻，r为负载电阻，co为输出电容，vbus为输出端电压，d为占空比，il1＝il2＝iin/2；

对于任意非线性系统，根据欧拉离散化方法，交错并联boostpfc的离散状态空间方程可写为：

其中ts是开关周期，t为积分周期，vo(k)为k时刻的输出电压。

在引入离散能量函数之前，在交错并联boostpfc变换器的现有离散状态空间模型中增加两个误差状态变量，用于描述输入电流和输出电容电压的固有状态的动态特性，其离散化之后的形式为：

其中kii与kvi是离散化常数，iin,ref(k)为k时刻的输入电流参考值，vo,ref(k)为k时刻的输出电压参考值。

在上述扩展后的离散状态空间模型的基础上，引入以下离散能量函数：

交错并联boostpfc变换器的最优输入，即瞬时占空比，是通过最小化式(12)给出的离散能量误差函数v来计算的：

通过求解式(13)可以得到瞬时占空比：

其中：

为了考虑参数变化并确保零稳态误差，在实际占空比中还应加入校正项dcor。为了导出占空比校正部分表达式，引入两个新的状态变量x1和x2的离散校正能量函数表达式定义如下：

因此校正占空比dcor将考虑到参数变化，并确保零稳态误差，通过：

可以求出校正占空比dcor：

因此，可得到最终的占空比为：

deff(k)＝d(k)+dcor(k-1)(22)

由此建立了基于离散能量函数控制的非线性功率控制的表达式。

进一步的，车载充电机pfc变换器包括交流电压源ac，单相整流桥t1，第一开关管s1、第二开关管s2，第一二极管d1、第二二极管d2，第一电感l1、第二电感l2，输出电容c1，负载r1，控制芯片；交流电压源ac两端与单相整流桥t1的交流输入端相连；所述第一电感l1的一端与单相整流桥t1的直流输出端正极连接，另一端与第一开关管s1的漏极、第一二极管d1的阳极连接；所述第二电感l2的一端与单相整流桥t1的直流输出端正极连接，另一端与第二开关管s2漏极、第二二极管d2阳极连接；第一二极管阴极分别与第二二极管d2阴极、输出电容c1的一端、负载r1连接；所述第一开关管s1的源极分别与单相整流桥t1的直流输出端负极、输出电容的另一端、负载r1的另一端、第二开关管s2的源极连接；所述控制芯片内设有与所述基于离散能量函数控制的车载充电机pfcac/dc变换器的非线性功率控制方法相对应的程序。

所述第一开关管s1和第二开关管s2的驱动信号相差一半周期值。

所述控制芯片采用tms320f28335。

所述峰值功率的采样算法如图1所示，以开关频率采样乘法器的输出即输入功率，不断比较三个时刻采样所得到的输入功率进而得到峰值输入功率。

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明的技术方案作进一步详细说明。

实施例

图1示出了第一实施例的主电路拓扑，遵循上述技术方案的连接关系。

图2示出了第一实施例的原理框图，遵循上述技术方案的连接关系。

输入电流检测电路采样单相交错并联boostpfc的输入电流iin(t)，电压检测电路检测交错并联boostpfc的输入电压vin(t)以及输出电压vo(t)，将以上值输入到dsp控制芯片tms320f28335。

根据图4所示，在控制芯片内完成以下计算，采样经过单相整流桥后的输入电压vin(k)以及输入电流iin(k)，将vin(k)分压之后同输入电流相乘，得到瞬时采样输入功率pin(k)，采用图3所示的峰值功率采样算法得到该时刻的峰值功率pmax(k)。

本发明方法的输入功率pin(k)的计算电路框图如图4所示。

通过检测到的峰值功率pmax(k)，可以进一步合成输入电流基准值iin,ref(k)以及负载基准值r(k)。

通过将采样得到的输入电流iin(k)与输入电流基准值iin,ref(k)作差得到输入电流误差量e1(k)，将采样得到的输出电压vo(k)与输出电压基准值vo,ref作差得到输出电压误差量e2(k)，根据式(14)计算校正前的最优占空比d(k)。

根据式(10)和式(11)计算误差状态变量x1(k)和x2(k)，根据式(21)计算校正占空比dcor(k-1)，并与校正前的最优占空比d(k)相加得到最终的最优占空比deff(k)。

将得到的最优占空比deff(k)在控制芯片内产生两路相差半个开关周期的mos管驱动信号，以实现本发明基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的输出电压趋于稳定，并实现输入功率因数的校正。

本发明主要研究基于离散能量函数控制的车载充电机pfc变换器的控制算法，其主电路结构如图1所示。

仿真验证：

为了验证本发明的可行性，以交错并联boostpfc电路为例，在matlab/simulink下进行仿真实验。仿真结果验证了所提出的离散能量函数控制方法的效果。

仿真设计参数如下：

图5为交错并联pfcboost变换器在基于离散能量函数控制下输入电压为90v时输入电流的仿真波形，可以看出其实现了较高的功率因数，波形畸变较小。

图6为交错并联pfcboost变换器在基于离散能量函数控制下输入电压为220v时输入电流的仿真波形，可以看出该控制策略实现了较高的功率因数，波形畸变较小，综合90v的实验结果可知该控制策略可以适用于较宽电压范围内的应用。

图7为交错并联pfcboost变换器在负载由满载至半载时输出电压的仿真波形，负载在0.21s处由满载切换到半载，从图可以看出输出电压最高值至415v左右，超调状况得到有效缓解。

图8为交错并联pfcboost变换器在负载由满载至半载时输入电流的仿真波形，负载在0.21s处由满载切换到半载，从图可以看出整个动态响应的时间持续近2至3个工频周期。

图9为交错并联pfcboost变换器在负载由半载至满载时输出电压的仿真波形，负载在0.21s处由半载切换到满载，从图可以看出输出电压最低值至385v左右，欠调状况得到有效缓解。

图10为交错并联pfcboost变换器在负载由半载至满载时输入电流的仿真波形，负载在0.21s处由半载切换到满载，从图可以看出整个动态响应的时间持续近2至3个工频周期。

通过上述附图可以验证所提出的离散能量函数控制方法具有较为良好的动态特性。