具有内阻自适应的最大功率追踪电路及DC-DC升压电路的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种具有内阻自适应的最大功率追踪(mppt)电路及dc-dc升压电路。

背景技术：

新型环境能量电池(例如太阳能电池、温差热电池)的出现使得可穿戴式医疗设备和无线物联网节点具备自我补充能量的能力。高效的环境能量收集系统可以提高可穿戴式医疗设备和无线物联网节点的续航能力，以达到设备可以连续工作和免维护的目的。但环境能量电池由于自身尺寸的限制，所能提供的能量通常较为微弱即环境能量电池的输出电压通常较低。为了将环境能量电池的输出电压提升至后级电路可用的水平，环境能量电池需要特定的dc-dc升压电路以便在升压的同时持续追踪电池的最大功率点电压。

由于传统的最大功率追踪电路基于振荡器结构且通过动态调节开关的频率或占空比进行最大功率追踪，导致环境能量收集电路输入电阻的范围受限。传统最大功率追踪电路无法同时动态调节开关的占空比以及频率，从而导致dc-dc升压电路在环境能量源的输出内阻波动范围较大时无法得到最优的能量转换效率。

技术实现要素：

本发明所要解决的是现有环境能量收集系统最大功率跟踪电路的输入电压跟踪范围与输入电阻适应范围受限的问题，提供具有内阻自适应的最大功率追踪电路及dc-dc升压电路。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种具有内阻自适应的最大功率追踪电路，包括开关延时生成电路和开关延时综合电路。所述开关延时生成电路由比较器i1，反相器i2、i4，电流源i3，pmos晶体管pm1-pm6，nmos晶体管nm1-nm6，电容c1-c2，以及电阻r1组成；比较器i1的正极性输入端与输入信号vcin相连，负极性输入端与输入信号vmpp相连，输出端与反相器i2的输入端相连；反相器i2的输出端与pmos晶体管pm6的栅极相连；pmos晶体管pm6的源极与电流源i3的正极性相连；pmos晶体管pm6的漏极与电容c1的上极板、nmos晶体管nm3的漏极、nmos晶体管nm1的源极以及nmos晶体管nm4的漏极相连；电流源i3的负极性和pmos晶体管pm1的源极与输入信号vout相连；pmos晶体管pm1的漏极与pmos晶体管pm2、pm3、pm4和pm5的源极相连；pmos晶体管pm2的漏极与nmos晶体管nm1的漏极和栅极、以及nmos晶体管nm2的栅极相连；pmos晶体管pm2的栅极与pmos晶体管pm3的栅极和漏极、pmos晶体管pm4的栅极、nmos晶体管nm2的漏极、以及pmos晶体管pm5的栅极相连；pmos晶体管pm4的漏极与nmos晶体管nm4的栅极、以及nmos晶体管nm5的栅极和漏极相连；nmos晶体管nm2的源极与电阻r1的一端相连；pmos晶体管pm5的漏极与反相器i4的输入端、电容c2的正极板、以及nmos晶体管nm6的漏极相连；nmos晶体管nm3的源极、电容c1的负极板、nmos晶体管nm4的源极、电阻r1的另一端、nmos晶体管nm5的源极、电容c2的负极板、以及nmos晶体管nm6的源极相连且接地。所述开关延时综合电路由下降沿检测器i5、i7，上升沿检测器i6，sr锁存器i9，d触发器i10，二输入与非门i8、i11，以及反相器i12组成；下降沿检测器i5的in端口和上升沿检测器i6的in端口与比较器i1的输出端连接；下降沿检测器i7的in端口与反相器i4的输出端相连；sr锁存器i9的s端口与下降沿检测器i7的out端口相连，r端口与下降沿检测器i5的out端相连，q端口与pmos晶体管pm1的栅极相连；二输入与非门i8的输入端分别与上升沿检测器i6的out端口和下降沿检测器i7的out端口相连；d触发器i10的时钟输入端与二输入与非门i8的输出端相连，d端口与比较器i1的输出端相连，q端口输出开关信号s0；二输入与非门i11的输入端分别与下降沿检测器i7的out端口和下降沿检测器i5的out端口相连，输出端与nmos晶体管nm6的栅极相连；反相器i12的输入端与上升沿检测器i6的out端相连，输出端与nmos晶体管nm3的栅极相连。

一种具有内阻自适应的dc-dc升压电路，包括最大功率点电压采样电路，最大功率追踪电路，过零比较器zcd1，电压源vs，nmos晶体管n0-n1，pmos晶体管p1，电容cout、cin，电感l1，以及电阻rs、rl。其中电阻rs为环境能量源的内阻，电阻rl为负载。其中最大功率追踪电路为权利要求1所述具有内阻自适应的最大功率追踪电路。最大功率点电压采样电路的输入端与电阻rs的一端和nmos晶体管n0的漏极相连，最大功率点电压采样电路的一输出端输出信号smpp至nmos晶体管n0的栅极，最大功率点电压采样电路的另一输出端输出信号vmpp至最大功率追踪电路；nmos晶体管n0的源极与电容cin的正极板和电感l1的一端相连，同时nmos晶体管n0的源极输出信号vcin至最大功率追踪电路；电感l1的另一端与nmos晶体管n1的漏极、过零比较器zcd1的负极性输入端、以及mos晶体管p1的源极相连；pmos晶体管p1的漏极与过零比较器zcd1的正极性输入端与电容cout的正极板、以及电阻rl的一端相连；pmos晶体管p1的漏极输出信号vout至最大功率追踪电路；pmos晶体管p1的栅极与过零比较器zcd1的输出信号s1连接；电阻rs的另一端接电压源vs的正极；最大功率追踪电路输出开关信号s0至nmos晶体管n1的栅极；电压源vs的负极、电容cin的负极板、nmos晶体管n1的源极、电容cout的负极板、以及电阻rl的另一端相连且接地。

与现有技术相比，本发明具有如下特点：

1、最大功率追踪电路采用开关延时生成电路与开关延时综合电路相结合的电路结构，开关延时生成电路将输入电容上的电压与最大功率点电压进行比较，开关延时综合电路实时根据环境能量源的内阻大小自适应生成不同长短的延时时间，以此生成携带了输入内阻大小信息的开关信号s0；

2、dc-dc升压电路利用最大功率追踪电路所生成的携带了输入内阻大小信息的开关信号s0，不仅能够保证其在输入电压的变化范围较宽时系统仍具有较高的追踪效率，追踪效率最高可达99.64％；而且能够保证其在环境能量源的内阻较大的范围内仍具备较高的能量转换效率，能量转换效率最高可达96.25％，从而使得电路适用于30mv～1v的宽范围的环境能量源电压。

附图说明

图1为具有内阻自适应的最大功率追踪电路的原理图。

图2为具有内阻自适应的最大功率追踪电路的dc-dc升压电路的原理图。

图3为关于比较器i1高电平持续时间tcom的matlab分析图。

图4为关于延时时间td与能量转换效率pe的matlab分析图。

图5为环境能量源内阻rs与电路能量转换效率以及追踪效率的电路仿真曲线图(pin的vs＝500mv)。

图6为环境能量源开路电压vs与电路能量转换效率以及追踪效率的电路仿真曲线图(pin的rs＝5ω)。

图7为dc-dc升压电路分别在有和无自适应延时电路的情况下能量转换效率的仿真对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例，对本发明进一步详细说明。

一种具有内阻自适应的最大功率追踪电路，如图1所示，包括开关延时生成电路和开关延时综合电路。

开关延时生成电路根据环境能量源内阻的不同实时生成不同延时时间的开关导通信号。所述开关延时生成电路由比较器i1，反相器i2、i4，电流源i3，pmos晶体管pm1、pm2、pm3、pm4、pm5、pm6，nmos晶体管nm1、nm2、nm3、nm4、nm5、nm6，电容c1、c2和电阻r1组成。上述比较器i1的正极性输入端与输入信号vcin相连，负极性输入端与输入信号vmpp相连，输出端与反相器i2的输入端相连；反相器i2的输入端与比较器i1的输出端相连，输出端与pmos晶体管pm6的栅极相连；pmos晶体管pm6的源极与电流源i3的正极性相连，漏极与电容c1的上极板、nmos晶体管nm3的漏极、nmos晶体管nm1的源极以及nmos晶体管nm4的漏极相连；输入信号vout与电流源i3的负极性以及pmos晶体管pm1的源极相连；pmos晶体管pm1的漏极与pmos晶体管pm2、pm3、pm4、pm5的源极相连；pmos晶体管pm2的漏极与nmos晶体管nm1的漏极以及栅极、nmos晶体管nm2的栅极相连，栅极与pmos晶体管pm3的栅极以及漏极、pmos晶体管pm4的栅极、nmos晶体管nm2的漏极、pmos晶体管pm5的栅极相连；nmos晶体管nm4的栅极与nmos晶体管nm5的栅极以及漏极、pmos晶体管pm4的漏极相连，源极接地；电阻r1的一端与nmos晶体管nm2的源极相连，另一端接地；pmos晶体管pm5的漏极与反相器i4的输入端、电容c2的正极板、nmos晶体管nm6的漏极相连；nmos晶体管nm3的源极与电容c1的负极板、nmos晶体管nm4的源极、nmos晶体管nm5的源极、电容c2的负极板、nmos晶体管nm6的源极相连且接地。

开关延时综合电路综合比较器i1输出的高电平比较时间和电容c2的上极板电压由低电平转换到高电平的转换时间。开关延时综合电路由下降沿检测器i5、i7，上升沿检测器i6，sr锁存器i9，d触发器i10，二输入与非门i8、i11，反相器i4、i12，nmos晶体管nm3、nm6和pmos晶体管pm1组成。上述下降沿检测器i5的in端口、上升沿检测器i6的in端口与信号com_in相连；下降沿检测器i7的in端口与反相器i4的输出端相连；sr锁存器i9的s端口与下降沿检测器i7的out端口相连，r端口与下降沿检测器i5的out端相连，q端口与pmos晶体管pm1的栅极相连；二输入与非门i8的输入端分别与上升沿检测器i6的out端口和下降沿检测器i7的out端口相连；d触发器i10的时钟输入端与二输入与非门i8的输出端相连，d端口与信号com_in相连，q端口输出信号s0；二输入与非门i11的输入端分别与下降沿检测器i7的out端口和下降沿检测器i5的out端口相连，输出端与nmos晶体管nm6的栅极相连。反相器i12的输入端与上升沿检测器i6的out端相连，输出端与nmos晶体管nm3的栅极相连。

图2为利用上述具有内阻自适应的最大功率追踪电路所构建的适用于环境能量源的，一种具有内阻自适应的dc-dc升压电路的电路图。该dc-dc升压电路包括最大功率点电压采样电路，最大功率追踪电路，过零比较器zcd1，电压源vs，nmos晶体管n0-n1，pmos晶体管p1，电容cout、cin，电感l1，以及电阻rs、rl。其中电阻rs用于模拟变化的环境能量源的内阻，电阻rl用于模拟变化的负载。最大功率点电压采样电路的输入端与电阻rs的一端和nmos晶体管n0的漏极相连，最大功率点电压采样电路的一输出端输出信号smpp至nmos晶体管n0的栅极，最大功率点电压采样电路的另一输出端输出信号vmpp至最大功率追踪电路；nmos晶体管n0的源极与电容cin的正极板和电感l1的一端相连，同时nmos晶体管n0的源极输出信号vcin至最大功率追踪电路；电感l1的另一端与nmos晶体管n1的漏极、过零比较器zcd1的负极性输入端、以及mos晶体管p1的源极相连；pmos晶体管p1的漏极与过零比较器zcd1的正极性输入端与电容cout的正极板、以及电阻rl的一端相连；pmos晶体管p1的漏极输出信号vout至最大功率追踪电路；pmos晶体管p1的栅极与过零比较器zcd1的输出信号s1连接；电阻rs的另一端接电压源vs的正极；最大功率追踪电路输出开关信号s0至nmos晶体管n1的栅极；电压源vs的负极、电容cin的负极板、nmos晶体管n1的源极、电容cout的负极板、以及电阻rl的另一端相连且接地。

最大功率点电压采样电路周期性采样环境能量源开路电压vs的同时生成最大功率点电压vmpp。通常环境能量电池例如温差热电池或生物燃料电池的最大功率点电压等于0.5倍的vs而太阳能电池的最大功率点电压则为0.75倍的vs。最大功率追踪电路根据最大功率点电压以及输入电容cin上的电压vcin的大小生成具有自适应延时时间的开关信号s0，s0控制功率管n1的导通和关断。当开关信号s0为高电平时输入电容cin以及环境能量源pin同时为电感l1充电，此时电感储能。电感储能结束后，功率管p1导通，电感l1为输出电容cout以及输出负载供电rl，直至电感能量耗尽时功率管p1关断。

通过最大功率追踪电路生成内阻自适应延时时间的开关延时信号，使得dc-dc升压电路在环境能量源的输出电压或输出内阻波动范围较大时仍能具备较高的能量转换效率。当输入电容cin上电压高于最大功率点电压vmpp时，比较器i1的输出电压由低电平转变为高电平的同时产生上升沿信号，此时上升沿检测器i6使能即产生低电平脉冲，该低电平脉冲经过二输入与非门使能d触发器i10且上沿检测器i6产生的低电平脉冲信号经反相器i12产生高电平脉冲信号，nmos晶体管nm6经短暂导通将电容c1上的电压拉至地。此时，d触发器i10采样比较器i1输出的高电平，i10的输出电平由低电平转变为高电平，即开关信号s0由低电平转变为高电平。与此同时，pmos晶体管pm6导通，电流源i3开始为电容c1充电，充电电流大小为ibais。

当输入电容cin上电压由高于最大功率点电压vmpp转变为低于最大功率点电压vmpp时，比较器i1的输出电压由高电平转变为低电平的同时产生下降沿信号。此时，下降沿检测器i5产生低电平脉冲使能sr锁存器i9的‘r’端口，sr锁存器i9的输出电压变为低电平，pmos晶体管pm1导通，电压电流转换模块开始工作。与此同时，下降沿检测器i5产生的低电平信号经二输入与非门i11产生高电平脉冲信号，nmos晶体管nm6经短暂导通将电容c2上的电压拉至地。

pmos晶体管pm1导通后，由于pmos晶体管pm2与pmos晶体管pm3组成电流镜结构，因此nmos晶体管nm1的电流大小与nmos晶体管nm2的电流大小相同，又由于nmos晶体管nm1与nm2都工作在饱和区，nmos晶体管nm2的电流大小则可由此时电容c1上的电压值与电阻r1的比值大小确定。pmos晶体管pm4、pm5同样与pmos晶体管pm2、pm3组成电流镜结构，nmos晶体管nm2的电流大小经pmos晶体管pm5复制后为电容c2充电，直至达到i4反相器的阈值电压vm后，i4反相器的输出信号产生下降沿，下降沿检测器i7检测该下降沿信号产生低电平脉冲。此时下降沿检测器i7输出的低电平脉冲输入到二输入与非门i8、i11以及sr锁存器i9的‘s’端。此时sr锁存器i9的输出‘q’端输出高电平，pmos晶体管pm1截止以节省电路功耗。与此同时d触发器i10采样比较器i1输出的低电平，i10的输出电平由高电平转变为低电平，即开关信号s0由低电平转变为高电平。电容c2上的电压从0到i4反相器阈值电压vm的时间即为自适应的延时时间，该延时时间根据比较器i1高电平持续时间tcom长短的不同生成自适应的延时时间topt。自适应的延时时间topt的表达式如下式所示：

为证明本发明中内阻自适应的最大功率追踪电路在环境能量源的输出电压以及内阻范围变化较大时仍能具有较高的能量转换效率，对该自适应延时时间topt能使dc-dc升压电路获得较高的能量转换效率的原因进行理论分析，当开关s0导通时，假设ren0为电感寄生电阻与功率管导通电阻之和，电路可以等效为rlc串联电路的全响应。可以得到关于输入电容上电压vcin的微分公式：

vs＝2vmpp，求解该微分方程得电容上电压vcin(t)的表达式为：

假设开关s0的导通时间为ton_n，由于αton_n<<1、βton_n<<1，vcin(ton_n)的表达式可以仅取到二阶项。求得输入电容cin上电压最小值vcinmin的表达式为：

比较器i1输出端的高电平结束时，输入电容cin上的电压应等于vmpp，可求得比较器高电平持续时间tcom的表达式为：

在matlab中对tcom进行行为级分析，可以得到比较器i1高电平持续时间tcom与环境能量源电压vs以及环境能量源内阻rs的matlab关系图如图3所示。在图3中x轴的变量为环境能量源电压vs，vs从0变化到1v，y轴的变量为比较器高电平时间tcom，环境能量源内阻从5ω变化到5kω。从图3中可以看到比较器高电平持续时间tcom仅与环境能量源内阻有关而与环境能量源电压vs无关。

假设输入电容上的电压从vcinmin恢复到vmpp的时间为tr，即开关s0的开关周期tw为ton_n+tr。在时间tr内环境能量源为输入电容cin充电，该过程可等效为rc电路的全响应过程。电容电压vcin(tr)的表达式为：

由于vs＝2vmpp，vcin(tr)＝vmpp可以求得tr的表达式为：

开关s0的开关周期为：

tw＝ton_n+tr(9)

图1中dc-dc升压电路的能量损耗主要包括开关n1的导通损耗、开关p1的导通损耗以及寄生电容充放电的开关损耗。由于电感电流峰值约为vmppton_n/l，开关s1的导通时间为ton_p，ton_p与ton_n的关系式可以由下式表示出：

开关s0的导通损耗：

假设ren1为开关s1的导通电阻，开关s1的导通损耗：

开关寄生电阻总的损耗为：

功率管sn、sp寄生电容的开关损耗为：

根据最大功率传输定理环境能量源的输入功率为v²/4rs，已知dc-dc升压电路的输出电压为1.82v，能量转换效率pe的表达式为：

根据以上分析可知当比较器由高电平转变为低电平之后，需要加入适当的延时时间以保证电路稳定。假设该延时时间为td，则ton_n的大小等于tcom+td。

在matlab中对pe进行行为级分析，vs为0.5v，rs从5ω变化到5kω时，延时时间td与能量转换效率pe的matlab关系图如图4所示。由图4可知，对应最高能量转换效率的延时时间随着环境能量源内阻的增大呈现近似增大的趋势。

很显然，使用本发明提出的内阻自适应的最大功率追踪电路可以产生随着环境能量源内阻增大而延时时间同时增大的自适应延时时间，可以在环境能量源的输出电压以及电阻范围变化较大时仍能具有较高的能量转换效率。

本发明涉及集成电路设计领域，具体涉及一种适用于环境能量收集系统的具有内阻自适应性的最大功率追踪电路，保证了电路在输入电压的范围较宽时仍能保证较高的追踪效率。同时由于该开关信号携带了输入内阻大小的信息，所设计的内阻自适应性的最大功率追踪电路能够实时根据环境能量源的内阻大小生成不同长短的延时时间以提高dc-dc升压电路的能量转换效率。

图5～图7是基于0.18umcmos工艺的cadencespectre电路级仿真，在仿真中，输入功率源pin模拟温差热电池(teg)或生物燃料电池(bfc)，分别仿真了图1所示dc-dc升压电路在pin的内阻固定为5ω以及pin的开路电压vs固定为0.5v时，电路的能量转换效率以及追踪效率。图5是电路在输入功率源pin的内阻vs固定为0.5v，pin的内阻rs从5ω变化到5kω，输入功率范围为12.5mw-12.5uw时，电路的能量转换效率为80.14％-96.25％，电路的追踪效率为98.72％-99.6％。图6是dc-dc升压电路在输入功率源pin的内阻rs固定为5ω，pin的开路电压vs从30mv变化到1v，输入功率范围为45uw-50mw时，电路的能量转换效率为66.24％-93.82％，电路的追踪效率为98.15％-99.64％。与不采用内阻自适应的dc-dc升压电路相比，采用内阻自适应的dc-dc升压电路的能量转换效率最大可提高29.7％，如图7所示。这些仿真结果验证了本发明的有效性。

需要说明的是，尽管以上本发明所述的实施例是说明性的，但这并非是对本发明的限制，因此本发明并不局限于上述具体实施方式中。在不脱离本发明原理的情况下，凡是本领域技术人员在本发明的启示下获得的其它实施方式，均视为在本发明的保护之内。