一种LLC谐振变换器参数设计方法与流程

本发明涉及llc谐振变换器参数设计的优化问题，特别涉及一种用于半桥或全桥llc谐振变换器的参数优化设计。

背景技术：

在全负载范围内，llc谐振变换器可以同时实现主开关管的零电压开通(zerovoltageswitch，zvs)和二次侧二极管的零电流关断(zerocurrentswitch，zcs)，满足了离线转换器的高效率要求，在uv电源、led驱动器、电池充电器等领域得到了广泛的应用。llc谐振变换器实现高效运作的关键在于合理的电路参数，如何通过合理有效的参数设计保证系统的正常运作，发挥llc的优势已经成为该领域研究人员所研究的重要课题。

现有的llc参数设计方法(如：专利申请号为201810250449.1一种全桥llc谐振变换器的参数设计方法；论文《基于全桥llc谐振变换器的光伏并网逆变器关键技术研究》，王伟健，中国优秀硕士学位论文全文数据库，工程科技ii辑2018年第03期)，其重点是控制变换器能够工作在预期的工作频率范围内，在满足变换器增益的同时，确保变换器原边开关管的zvs以及副边整流二极管的zcs，但是设计过程中电感系数k值的选取原则不够全面，并没有到考虑输入电压范围较窄时的电感系数选取情况，实际中原边开关管的zvs可能无法实现且会影响变换器的性能，这给设计人员在实际设计过程中带来了一定的不便。

技术实现要素：

本发明为了解决现有技术中存在的问题，提供一种适用于半桥或全桥llc谐振变换器的参数设计方法，在主电路参数设计的过程中采取优化选取电感系数k的方法，最终达到了变换器性能优化的效果。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：一种llc谐振变换器参数设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一、设定llc谐振变换器工作频率；

步骤二、计算变压器的原副边匝比n：

vd为整流二极管正向导通压降，vinmax为最大输入直流电压，vo为输出电压；

步骤三、确定励磁电感lm的最大值；

tdead为死区时间，谐振频率：fr为谐振频率，ceq为开关管的等效结电容；

步骤四、在最小输入电压下，确定最高增益gdc_max：

vinmin为最小输入直流电压；

步骤五、励磁电感取最大值lm(max)，确定满载下k和q的乘积pkq：

k为电感系数，q为品质因数，rfl为负载电阻；

步骤六、根据下式确定k的取值范围；

α为确定变换器工作频率的系数，范围在fm/fr～1之间，fm为lr、cr、lm共同谐振时的频率lr为谐振电感，cr为谐振电容；

步骤七、根据下式绘制出当乘积pkq固定、励磁电感取最大值时，电压增益随k变化的关系曲线，并选择曲线中电压增益等于最高增益且满足取值范围的k值；

fs为半桥或全桥变换器的开关频率；

步骤八、对k值进行选取并确定；

步骤九：确定k值后，即可根据下式确定谐振电感与谐振电容的值：

所述开关管的等效结电容ceq的确定方法为：

利用分段线性法，对coss曲线、横纵坐标所构成的区间进行分割处理，将其划分为n个大小相似的区域，并将各区域假定为矩形，然后分别进行运算，最终求出等效结电容ceq，具体公式如下：

ck为第k个区域的电容。

所述步骤七中若励磁电感取最大值时曲线中电压增益小于最高增益，则以小步长逐步降低励磁电感的值并绘制新的曲线图，直到出现满足增益要求的曲线为止。

所述小步长为30～60μh。

所述步骤八中k值的选取标准为：

若步骤七中满足条件的电感系数k的取值介于1两侧，则此时选择较大的值；

若步骤七中满足条件的电感系数k的取值都大于1，则此时选择较小的值。

本发明的有益效果为：

1、本发明提供了一种更完善的llc谐振变换器的参数设计方法，满足变换器增益和实现开关管零电压开通的前提下，给出电感系数k的具体选方案，避免了选取不当而产生的影响，例如无法实现软开关、关断电流过大等，在一定程度上降低了变换器损耗。

2、本发明既可以满足宽范围输入电压的要求，也可以满足窄范围输入电压的要求；既可以满足变换器的高频高效等要求，也可以达到功率输出指标。

3、本发明可实现变换器的效率优化和降低损耗的目的，从基于变换器的基本特性及损耗特性两个层面考虑，在原边开关管实现zvs的前提下，降低开关管关断电流以及原副边电流有效值，在一定程度上降低损耗，提高变换器效率。

附图说明

图1为发明参数设计流程；

图2为半桥llc谐振变换器电路拓扑图；

图3为fm＜fs≤fr模态下典型工作波形图；

图4为半桥llc谐振变换器的等效模型；

图5为mosfetipw60r190e6的c-vds曲线；

图6为lm＝750uh时电压增益随k变化的曲线；

图7a为vin＝380v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝0.77)；

图7b为vin＝380v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝0.77)；

图7c为vin＝380v时q9的idr的实验波形(k＝0.77)；

图8a为vin＝390v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝0.77)；

图8b为vin＝390v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝0.77)；

图8c为vin＝390v时q9的idr的实验波形(k＝0.77)；

图9a为vin＝400v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝0.77)；

图9b为vin＝400v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝0.77)；

图9c为vin＝400v时q9的idr的实验波形(k＝0.77)；

图10a为vin＝380v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝7.5)；

图10b为vin＝380v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝7.5)；

图10c为vin＝380v时q9的idr的实验波形(k＝7.5)；

图11a为vin＝390v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝7.5)；

图11b为vin＝390v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝7.5)；

图11c为vin＝390v时q9的idr的实验波形(k＝7.5)；

图12a为vin＝400v时q9的vds与ilr的实验波形(k＝7.5)；

图12b为vin＝400v时q9的vgs与vds的实验波形(k＝7.5)；

图12c为vin＝400v时q9的idr的实验波形(k＝7.5)。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。

本发明的设计原理如下

1)设置变换器设计规格；

2)变压器的原副边匝比n的确定

变换器在额定输入电压的情况下，其电压增益为1，则变压器的原副边匝比可计算得：

上式中，vd为整流二极管正向导通压降，一般取0.7v。

若匝比n较大，当输出电压一定时变压器的原边初级电压也会越大，这将导致变磁性元件的磁损增加，影响变换器的效率。因此为防止变换器工作到谐振点右边，在选取匝比n时，实际取值比计算值稍微大一些。

3)开关管的等效结电容ceq的确定；

利用分段线性法，对coss曲线、横纵坐标所构成的区间进行分割处理，将其划分为n个大小基本相似的区域，并将各区域假定为矩形，然后分别进行运算，最终求出等效电荷ceq，具体公式如下：

4)励磁电感lm最大值的确定；

图3是工作频率在fm<fs≤fr时的典型工作波形。开关管在关断后的死区时间内，mosfet等效为结电容，因死区时间短暂，因此可以把lm等效等同于电流源，在分析过程中也可假定为ilm不会随外部因素的变化而改变且与ilm(max)相等。ilm(max)的表达式如式3所示。

若想顺利实现zvs，那么需要满足一个条件，即在死区时间内ilm(max)可以进行充电、放电的电荷总量符合标准要求，即大于或等于两个结电容上的电荷总量值，利用关系式进行表达，具体为：

由式3和4可知，当谐振频率、原副边匝比、设计规格确定后，lm与ilm(max)呈反比关系，即前者越大、后者越小，在死区时间内将有可能无法实现充放电，不能实现zvs，为了避免这种状况，要对lm设置上限值。参照式3和4可知lm应满足相应的关系式：

在选取时一般会留有一定的裕度，根据实际情况对驱动信号设定死区时间tdead，其范围通常在400～500ns。

5)最高增益gdc_max的确定

由式1可推导得出最高增益gdc_max的表达式如下：

6)满载下k和q的乘积pkq的确定

通过基波分析法对半桥llc谐振变换器进行等效建模，变换器的等效模型如图4所示，其中vrs1为谐振腔的输入电压vrs的基波分量，vpri1为变压器原边输入电压vpri的基波分量，req为变压器原边等效负载，表达式如式7所示。

7)电感系数k取值范围的确定

8)绘制增益曲线

根据电压增益表达式，运用mathcad软件绘制出乘积pkq固定、励磁电感lm取最大值时，电压增益随电感系数k变化的关系曲线。选择曲线中电压增益等于最大增益且满足取值范围的k值。

如果励磁电感取最大值时增益没有达到变换器所需，则以小步长逐步降低励磁电感的值并绘制新的曲线图，直到出现满足增益要求的曲线为止。

9)电感系数k的确定

对k值进行选取并确定的过程中，一般会遇到下列两种情形，具体为：

1)若电感系数k的值介于1两侧，则此时选择较大的值；

2)若电感系数k的值都大于1，则此时选择较小的值。

10)谐振电感lr和谐振电容cr的确定

确定k值后，即可确定谐振电感与谐振电容的值。

实施例

本实施例为验证本发明参数设计方法的合理性和有效性，搭建了一台120w的半桥llc谐振变换器实验样机进行实验研究，其中原边开关管选取infineon公司的ipw60r190e6，副边整流二极管选取st公司的stta1206d；变压器磁芯选用tdkpq26/25型磁芯，原边导线选用0.2*7的三层绝缘线，副边导线选用0.2*20的漆包线，采用三明治绕法；谐振电感选用tdkrm6型磁芯，导线选用0.1*25的漆包线。

1)设置实验参数如表1所示。

表1基本实验参数

本实施例半桥llc谐振变换器的电路拓扑如图2所示。lm、lr、cr三者构成变换器的核心部分，即谐振腔。变压器副边整流电路主要运用桥式整流电路，其中r、c分别表示负载电阻、输出滤波电容。

2)根据式1计算变压器的原副边匝比n，计算值如式13所示。这里取n＝6；

3)q1、q2所选取的开关管是infineon公司的ipw60r190e6。利用分段线性法对coss曲线(即c-vds曲线)、横纵坐标共同构成的区域进行分割处理，将其细化为11个大小基本相似的区域，然后将每块假定为矩形，根据式2求得等效电荷ceq的值为：

4)根据式5确定励磁电感lm的最大值lm(max)，一般会留有一定的裕度，这里取lm＝750uh。

5)根据式6确定最高增益gdc_max，计算值如式16所示，为1.055；

6)励磁电感取最大值lm(max)，并在满载下根据式8确定k和q的乘积pkq，计算值如式17所示，等于1.8925：

7)根据式9确定k的取值范围为；

8)根据式10绘制出电压增益随k变化的关系曲线如图6所示。

曲线表明，当励磁电感lm取到750uh时，最大增益达到1.055，此时满足对应的约束条件的k值有两个且有一个小于1，即k1＝0.77和k2＝7.5。

9)根据电感系数的选取原则，选取k＝7.5；

10)求得k值后，确定谐振电感和谐振电容的值如下：

综上，当k＝7.5时，参数总结如下：

1)励磁电感lm＝750μh；

2)谐振电感lr＝100μh；

3)谐振电容cr＝25.33nf；

4)变压器原副边匝数比n＝6；

为了证明参数设计的合理性，这里同时也计算出k＝0.77时的参数总结如下：

1)励磁电感lm＝750μh；

2)谐振电感lr＝974.026μh；

3)谐振电容cr＝2.601nf；

4)变压器原副边匝数比n＝6；

考虑到实际元器件的标称数据，这里对所设计的参数进行了略微调整，实验参数详情分别如下：

a、k＝0.77时：励磁电感lm＝755.231μh；谐振电感lr＝969.247μh；谐振电容cr＝3nf；

图7～9是变换器在电感系数为0.77时的实验结果图，输入电压分别为380、390和400v。变换器在满载下，每组图中的图(a)～(c)分别为开关管下管q9的vds与ilr、vgs与vds的实验波形以及副边整流二极管的电流idr的仿真波形，由于硬件原因不方便测量副边整流二极管的电流idr，因此这里都以仿真波形的形式给出。

从图7a、图7c、图8a、图8c、图9a和图9c实验结果证实，当输入电压分别为380、390和400v时，谐振电流已为标准正弦波，这也就意味着在开关管的死区时间内，原边依然向副边传递能量，从而导致副边整流二极管没有实现零关断，电流处于连续状态；图8b、图9b和图8b表明，变换器在三种输入电压下均没有实现原边开关管的zvs。

b、k＝7.5时：励磁电感lm＝755.231μh；谐振电感lr＝110.294μh；谐振电容cr＝25nf；

图10～12是变换器在电感系数为7.5时的实验结果图，输入电压分别为380、390和400v。

从图10a、图10c、图11a、图11c、图12a和图12c实验结果证实，当输入电压分别为380、390和400v时，谐振电流有一小段像“台阶”一样的状态，即在开关管的死区时间内，原边没有向副边传递能量，此时谐振电流与励磁电流相等，从而副边整流二极管可以实现零关断，电流处于断续状态；图10b、图11b和图12b实验结果证实，变换器在三种输入电压下均实现了原边开关管的zvs。

本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。