提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法。

背景技术：

随着石油、煤炭等传统能源的日渐枯竭及环境污染的日益加剧，开发利用新能源成为中国经济可持续发展的迫切需求。其中，光伏发电作为具有很大潜力的可再生清洁能源发电技术得到迅速发展。单个光伏发电模块功率密度小、出口电压低，需要经过升压汇集才能达到并网条件。传统交流升压汇集方式为光伏电站先通过逆变器逆变后，再经交流升压汇集接入电网。这种方式受到拓扑结构的限制，主要存在多逆变器并联稳定性及线路损耗问题。直流升压汇集方式为光伏电站先通过直流升压变换器提升电压进行汇集输送，再在电网侧通过逆变器逆变成交流电送入电网，具有线路损耗小、传输效率高、易于扩容等优势，比交流汇集更适用于大型光伏电站。

在光伏直流升压汇集系统中，光伏接口dc/dc变换器是连接光伏阵列和dc/ac变换器的重要设备，在完成初步升压的同时实现电气隔离。目前光伏电池的转换效率较低，为了充分利用能源，需要光伏电池以最大功率输出，运行于最大功率点跟踪(maximumpowerpointtracking，mppt)模式。当外界环境改变时，光伏出力可能超出变换器能承受的电压限值，此时需要将其由mppt模式切换为输出电压调节(outputvoltageregulation，ovr)模式。因此，光伏接口dc/dc变换器应该至少存在两种运行模式：mppt模式和ovr模式。

针对独立输入、串联输出结构的光伏直流升压汇集系统，当外界环境变化时，各光伏接口dc/dc变换器工作模式不统一，即出现多模式运行情况。当输入侧光照均衡时，各模块都工作在mppt模式，假设系统参数设置一致，那么各光伏接口dc/dc变换器输出电压相等；当输入侧光照不均时，各光伏接口dc/dc变换器继续维持mppt模式运行可能会导致输入功率大的变换器输出电压越限，此时需要将越限部分的变换器切换到ovr模式，切换数量和光照不均程度有关。在光伏直流升压汇集系统中，工作在mppt模式的光伏接口dc/dc变换器输出端等效为恒功率源(通常用恒流源和输出阻抗的并联来实现)，工作在ovr模式的光伏接口dc/dc变换器输出端等效为理想电压源与输出阻抗的串联。当光伏接口dc/dc变换器由mppt模式切换为ovr模式时，变换器输出端由电流源向电压源转换，造成电流源与电压源串并联运行稳定性问题，即级联变换器多模式控制稳定性问题，表现形式为变换器输出电压和光伏输出功率纹波过大。

光伏级联变换器多模式控制稳定性问题主要是由光伏接口dc/dc变换器由mppt模式切换为ovr模式造成的，ovr模式下系统稳定性低于mppt模式，当光伏级联变换器中运行在ovr模式的光伏接口dc/dc变换器数量越多，则光伏发电系统稳定性越低。因此，有必要提高ovr模式下光伏接口dc/dc变换器的稳定性。为此，有学者提出在ovr控制中附加虚拟阻抗控制的主动有源阻尼法来提高稳定性，具体实现方式为将变换器输出电流被测量经过虚拟阻抗后叠加到电压环上，通过引入虚拟阻抗增大源变换器侧的输出阻抗来提高系统稳定性。但是由于输出电流与虚拟阻抗乘积项的引入，导致变换器输出电压跌落，系统输送功率大幅降低，不能同时平衡系统稳定性和传输功率两者之间的关系。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，在ovr控制的基础上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略，在提高系统稳定性的同时维持系统稳态工作点运行，即输出电压和功率不变。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，应用于光伏直流升压汇集系统，该系统包括由光伏阵列与光伏接口dc/dc变换器组成的独立输入、串联输出型光伏级联变换器和dc/ac变换器，该有源阻尼法包括：

当所述光伏级联变换器处于ovr模式时，在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制环节，得到有源阻尼法s域表达式：

式中：d'r(s)、d'l(s)分别为在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制环节后光伏接口dc/dc变换器的占空比；d(s)为在ovr控制下光伏接口dc/dc变换器的单管占空比；δdr(s)、δdl(s)分别为调制环虚拟阻抗/感抗控制后叠加到原有变换器占空比d(s)上的增量占空比。

根据有源阻尼法s域表达式，将光伏接口dc/dc变换器输出电流经过虚拟阻抗或虚拟感抗后叠加到原有占空比上，然后再经pwm调制输出驱动信号驱动光伏接口dc/dc变换器全桥逆变电路开关管，使得光伏接口dc/dc变换器输出电压跟踪到电压参考值。

可选的，所述ovr控制为定输出电压单电压环pi控制，其s域控制电路方程表达式如下：

d(s)＝[uf(s)-uo(s)]gv(s)；

式中：d(s)为在ovr控制下光伏接口dc/dc变换器的单管占空比；uo(s)为光伏接口dc/dc变换器输出电压，uf(s)为输出电压参考值；gv(s)为单电压环pi控制器的传递函数，系数kvp、kvi分别为单电压环pi控制器的比例、积分系数。

所述调制环虚拟阻抗/感抗控制环节表示为：

式中：δdr(s)、δdl(s)分别为调制环虚拟阻抗/感抗控制后叠加到原有变换器占空比d(s)上的增量占空比；io(s)为光伏接口dc/dc变换器输出电流；rp(s)、lp(s)分别为调制环虚拟阻抗控制和调制环虚拟感抗控制中的虚拟阻抗、感抗。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明提供的提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略，将变换器输出电流经虚拟阻抗/感抗后叠加到占空比上，通过引入虚拟阻抗/感抗来增大源变换器侧的输出阻抗来提高系统稳定性，变换器输出电压和光伏出口功率的纹波减小。由于输出电流与虚拟阻抗/感抗乘积项没有直接叠加到输出电压上，那么变换器输出电压和功率不会改变，维持原有稳态工作点运行。光伏级联变换器多模式控制的稳定性可以直观地从变换器输出电压和光伏出口功率的纹波大小来判断，通过附加调制环虚拟阻抗/感抗控制得到的增量占空比δdr(s)、δdl(s)在原有占空比d(s)的补偿，可以减小电压和功率的纹波，从而提高系统稳定性。此外，光伏接口dc/dc变换器输出电压的参考值还是维持原有ovr控制下的参考值uf(s)，说明附加调制环虚拟阻抗/感抗控制不影响系统原有的稳态工作点，光伏接口dc/dc变换器输出电压和功率不变。因此，基于ovr控制附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略能够在提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的同时，不改变系统稳态工作点，变换器输出电压和系统输送功率不会出现跌落现象。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明光伏直流升压汇集系统拓扑结构图；

图2是本发明光伏级联变换器切换工作模式流程图；

图3是本发明控制对象光伏接口dc/dc变换器电路拓扑图；

图4是本发明光伏接口dc/dc变换器控制框图；

图5是本发明调制环虚拟阻抗/感抗控制框图；

图6是本发明调制环虚拟阻抗/感抗控制下接口dc/dc变换器小信号模型；

图7是本发明光伏直流升压汇集系统模式切换仿真波形；

图8是本发明附加调制环虚拟阻抗/感抗控制后系统仿真波形；

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，在ovr控制的基础上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略，在提高系统稳定性的同时维持系统稳态工作点运行，即输出电压和功率不变。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明光伏直流升压汇集系统拓扑结构图，如图1所示，光伏直流升压汇集系统的主要组成部分为：1)光伏阵列与dc/dc变换器组成独立输入、串联输出型级联变换器接入直流线路；2)dc/ac变换器是连接光伏级联变换器与交流电网的能量转接口，实现交直流系统间功率交换。其中，光伏接口dc/dc变换器采用隔离升压全桥变换器(isolatedboostfull-bridgeconverter，ibfbc)，dc/ac变换器采用pwm型dc/ac电压源变换器(voltagesourceconverter，vsc)。图中，ubus为直流母线电压；iik、uik及io、uok分别为第k个模块变换器输入电流、电压及输出电流、电压；irrk为第k个光伏阵列的光强，k＝1，2，3。

图2为本发明光伏级联变换器切换工作模式流程图。根据背景技术呈现的光伏阵列光照均衡和不均衡情况定义系统3种运行模式：

均mppt模式：系统光照均衡，即irr1＝irr2＝irr3时，3个模块都工作在mppt模式；

单模块ovr模式：系统光照轻度不均，即irr1>irr2>irr3时，模块1输出电压uo1越限，此时将模块1由mppt模式切换为ovr模式，模块2、模块3继续维持mppt模式运行；

双模块ovr模式：系统光照重度不均，即irr1>irr2>>irr3时，模块2输出电压uo2越限，则将模块2由mppt模式切换为ovr模式，此时模块1、2运行于ovr模式，模块3维持mppt模式运行。

图3为本发明控制对象光伏接口dc/dc变换器电路拓扑图。光伏接口dc/dc变换器采用隔离升压全桥变换器ibfbc，能满足大功率、高变比要求，且变压器为铁芯双向磁化，开关管承受的电压电流应力小。光伏阵列提供输入源，l为升压电感，通过控制全桥逆变电路开关管s1～s4，在变压器t原边得到交流方波电压，升压后接入整流电路d1～d4，经过输出电容co的滤波作用后和直流线路相连。此外，sc和cc构成有源钳位电路，可有效抑制开关管关断时产生的电压尖峰。图中ui、ii为变换器输入电压、电流；uo、io为变换器输出电压、电流。

图4为本发明光伏接口dc/dc变换器控制框图。其中ovr模式采用定输出电压单电压环pi控制，具体控制方式为采用电压pi调节器使光伏接口dc/dc变换器输出电压uo跟踪电压参考值uf，得到变换器占空比，再经过pwm调制后输出驱动信号到dc/dc变换器的开关管。mppt模式采用电导增量法及离散时间积分器结合的方式，电导增量法通过判定光伏输出p-v特性曲线的切线斜率是否为零来实现最大功率点跟踪。图中误差e为实际电导ii/ui和增量电导dii/dui的总和。

图5为本发明调制环虚拟阻抗/感抗控制框图，如图5所示，本发明提供的提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，应用于光伏直流升压汇集系统，该系统包括由光伏阵列与光伏接口dc/dc变换器组成的独立输入、串联输出型光伏级联变换器和dc/ac变换器，该有源阻尼法包括：

步骤一，当所述光伏级联变换器处于ovr模式时，在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制环节，得到有源阻尼法s域表达式：

式中：d'r(s)、d'l(s)分别为在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制环节后光伏接口dc/dc变换器的占空比；d(s)为在ovr控制下光伏接口dc/dc变换器的单管占空比；δdr(s)、δdl(s)分别为调制环虚拟阻抗/感抗控制后叠加到原有变换器占空比d(s)上的增量占空比。

步骤二，根据有源阻尼法s域表达式，将光伏接口dc/dc变换器输出电流经过虚拟阻抗或虚拟感抗后叠加到原有占空比上，然后再经pwm调制输出驱动信号驱动光伏接口dc/dc变换器全桥逆变电路开关管，使得光伏接口dc/dc变换器输出电压跟踪到电压参考值。

其中，所述ovr控制为定输出电压单电压环pi控制，其s域控制电路方程表达式如下：

d(s)＝[uf(s)-uo(s)]gv(s)；

式中：d(s)为在ovr控制下光伏接口dc/dc变换器的单管占空比；uo(s)为光伏接口dc/dc变换器输出电压，uf(s)为输出电压参考值；gv(s)为单电压环pi控制器的传递函数，系数kvp、kvi分别为单电压环pi控制器的比例、积分系数。

所述调制环虚拟阻抗/感抗控制环节表示为：

式中：δdr(s)、δdl(s)分别为调制环虚拟阻抗/感抗控制后叠加到原有变换器占空比d(s)上的增量占空比；io(s)为光伏接口dc/dc变换器输出电流；rp(s)、lp(s)分别为调制环虚拟阻抗控制和调制环虚拟感抗控制中的虚拟阻抗、感抗。

图6为调制环虚拟阻抗/感抗控制下光伏接口dc/dc变换器的小信号模型。图6中，及分别为变换器输出电流io(s)、输出电压uo(s)、输出电压参考值uf(s)及变换器单管占空比d(s)的交流小信号值；zo(s)为变换器开环输出阻抗，guod(s)为变换器占空比到输出电压的传递函数，gv(s)为ovr控制中电压pi调节器的传递函数。计算调制环虚拟阻抗/感抗控制下光伏接口dc/dc变换器闭环输出阻抗zocd-rp(s)及zocd-lp(s)：

式中：zocd(s)为原ovr控制下光伏接口dc/dc变换器的闭环输出阻抗。

闭环输出阻抗zocd-rp(s)及zocd-lp(s)表达式表明，zocd-rp(s)、zocd-lp(s)在原有zocd(s)的基础上叠加了r'p(s)、l'p(s)项，输出阻抗增大。即附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略是将变换器输出电流经虚拟阻抗/感抗后叠加到占空比上，通过引入虚拟阻抗/感抗控制来增大源变换器侧的输出阻抗来提高系统稳定性，变换器输出电压和光伏出口功率的纹波减小。

搭建如图1所示的光伏直流升压汇集系统仿真模型，直流母线侧电压为6000v，具体系统模式切换类型如表1所示。在0～0.3s时间段内，三个模块的光照强度相同，均为1000w/m²，此时三个模块都工作在mppt模式，输出电压相等，即均mppt模式；在0.3～0.6s时间段内，模块1光强增大，由1000w/m²升高至1150w/m²，模块3光强减小，由1000w/m²降低至850w/m²，模块2光强不变，此时模块1输出电压越限；在0.6～0.9s时间段内，将模块1由mppt模式切换为ovr模式，输出电压定为2250v，模块2、3继续运行在mppt模式，系统由均mppt模式切换为单模块ovr模式；在0.9～1.2s时间段内，模块3光强继续减小，由850w/m²降低至650w/m²，此时模块2输出电压越限；在1.2～1.5s时间段内，将模块2由mppt模式切换为ovr模式，输出电压定为2250v，模块1继续运行在ovr模式，模块3继续运行在mppt模式，系统由单模块ovr模式切换为双模块ovr模式。表1给出本发明光伏直流升压汇集系统模式切换类型、各模块对应的控制策略及运行条件(光照及电压)。

表1

图7为本发明光伏直流升压汇集系统模式切换仿真波形。从仿真波形可以看出，各模块输出电压uo和光伏输出功率ppv均在一定范围内波动，没有出现失稳现象，说明系统在均mppt模式、单模块ovr模式和双模块ovr模式下都可以稳定运行。从uo和ppv波动剧烈程度可看出，三种模式下系统的稳定性排序为：均mppt模式>单模块ovr模式>双模块ovr模式。说明了在光伏直流升压汇集系统中，当光伏接口dc/dc变换器由mppt模式切换为ovr模式时会降低系统稳定性能，且随着切换控制模式模块数量的增多稳定性显著减小。因此，有必要提高ovr模式下光伏接口dc/dc变换器的稳定性。

图8是本发明附加调制环虚拟阻抗/感抗控制后系统仿真波形。在单模块ovr模式和双模块ovr模式中附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略，从图中可知，采用调制环虚拟阻抗/感抗控制后，各模块输出电压uo和光伏输出功率ppv纹波均减小，说明该控制不仅能提高本模块自身的稳定性，也能提高其他模块的稳定性，即系统整体稳定性提高。此外，各模块输出电压基本维持在原有稳态工作点，光伏输出功率也无下降趋势，改善了之前学者提出的在电压环附加虚拟阻抗控制导致模块输出电压和光伏出口功率跌落的缺陷。对比调制环虚拟阻抗和虚拟感抗控制可知，虚拟感抗控制下两种模式的电压和功率纹波更小，说明采用调制环虚拟感抗控制的稳定效果更好。从而证明了本发明提出的提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法的有效性。

本发明提供的提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的有源阻尼法，在ovr控制上附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略，将变换器输出电流经虚拟阻抗/感抗后叠加到占空比上，通过引入虚拟阻抗/感抗来增大源变换器侧的输出阻抗来提高系统稳定性，变换器输出电压和光伏出口功率的纹波减小。由于输出电流与虚拟阻抗/感抗乘积项没有直接叠加到输出电压上，那么变换器输出电压和功率不会改变，维持原有稳态工作点运行。光伏级联变换器多模式控制的稳定性可以直观地从变换器输出电压和光伏出口功率的纹波大小来判断，通过附加调制环虚拟阻抗/感抗控制得到的增量占空比δdr(s)、δdl(s)在原有占空比d(s)的补偿，可以减小电压和功率的纹波，从而提高系统稳定性。此外，光伏接口dc/dc变换器输出电压的参考值还是维持原有ovr控制下的参考值uf(s)，说明附加调制环虚拟阻抗/感抗控制不影响系统原有的稳态工作点，光伏接口dc/dc变换器输出电压和功率不变。因此，基于ovr控制附加调制环虚拟阻抗/感抗控制策略能够在提高光伏级联变换器多模式控制稳定性的同时，不改变系统稳态工作点，变换器输出电压和系统输送功率不会出现跌落现象。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。